高效率單相全橋軟開關逆變器

王強　李兵　王天施　劉曉琴

摘 要：為使逆變器處于高效率運行狀態，提出新型單相全橋逆變器。在各切換周期內，僅需切換1個主開關和1個輔助開關的工作狀態，而且輔助開關處于開通狀態的時間可設計為常數，與負載電流瞬時值的變化無關。在各切換周期的工作流程中，主開關切換為開通狀態前的端電壓已為0，其實現了零損耗開通。討論逆變器在1個切換周期內的工作流程、參數選取原則和輔助電路的理論損耗，完成具體實驗參數的計算。在2 kW樣機上獲取的實驗波形顯現出開關器件工作于軟切換狀態，逆變器輸出電流波形的總諧波畸變率具有優勢，特別是低頻時的輸出電流波形不存在明顯畸變，而且逆變器的額定運行功率達到98.4%。實驗結果證明，可通過消除開關損耗來提升該逆變器的運行效率，而且其運行在低輸出頻率時的穩態性能良好。

關鍵詞：逆變器;高效率;軟開關;零損耗;零電壓開通;諧振電路

DOI：10.15938/j.emc.2020.06.011

中圖分類號：TM 464文獻標志碼：A 文章編號：1007-449X（2020）06-0090-08

Efficient single-phase full bridge soft-switching inverter

WANG Qiang， LI Bing， WANG Tian-shi， LIU Xiao-qin

（College of Information and Control Engineering， Liaoning Shihua University， Fushun 113001， China）

Abstract：For the sake of high-efficiency of the inverter， a single-phase full bridge inverter is proposed. In each switching period， only one main switch and one auxiliary switch needs switch. The duration of conduction state of the auxiliary switch is constant and independent of the instantaneous value of load current. During the workflow in each switching period， the voltage across the main switch decreased to zero before the main switch was turned on. The main switch achieved zero-loss turn-on. In the workflow of one switching period， parameter design rules and theoretical loss of auxiliary circuit were discussed. In addition， the calculation of specific experimental parameters was implemented. The working principle and parameter design process of the circuit were analyzed in detail， and a 2 kW prototype was built. The experimental waveforms derived from a 2 kW prototype showed that the switches work in the state of soft-switching; the total harmonic distortion rate of output current waveform has advantages， and the output current waveform at low frequency does not have obvious distortion. The efficiency of the inverter at rated power is up to 98.4%. The experimental results prove that the inverter can work efficiently and stably at low output frequency by reducing the switching loss.

Keywords：inverter; high-efficiency; soft-switching; zero-loss; zero-voltage turn-on; resonant circuit

0 引 言

傳統的硬開關逆變器工作在高開關頻率時，逆變器的轉換效率會因為開關損耗的增大而降低，同時還存在音頻噪聲，而且逆變器輸出電流易受死區影響而產生畸變，影響電能質量[1-4]。軟開關技術可解決上述問題。

輔助諧振電路位于逆變器直流環節的是諧振直流環節逆變器，由于該類型逆變器耦合性較為突出，任意1個主開關器件需要零電壓切換時，都要利用諧振把母線電壓下降為0，因此會有多個零電壓凹槽出現在母線電壓中，會導致直流母線電壓的利用率變低，諧振頻率的提升受到限制[5-6]。輔助諧振電路接在逆變器橋臂中點和直流母線之間的是諧振極逆變器，該逆變器各相的輔助諧振電路相互獨立，因此諧振極逆變器在近些年已逐漸成為研究熱點。文獻[7-9]提出逆變器中的變壓器易出現飽和狀態，會影響逆變器可靠工作;文獻[10-11]提出逆變器存在中性點電位波動，同樣會影響逆變器可靠工作;文獻[12]提出逆變器需要通過實時檢測諧振電流值來控制輔助開關，不利于控制電路簡單化。

設計了高效率單相全橋軟開關逆變器，包含優勢如下：1）既不含變壓器，又不含分壓電容，工作可靠;2）輔助電路控制信號的占空比為常數，不隨負載電流瞬時值的變化而變化;3）當1個橋臂上的主開關都處于關斷狀態，負載電流能通過輔助電路中的儲能元件來續流，因此相比于硬開關逆變器，該軟開關逆變器輸出電流的畸變率被降低。

1 電路分析

1.1 工作流程

逆變器主電路、等效電路、理論波形和各流程的電流流通路徑分別如圖1～圖4所示。

流程1（t0～t1）：逆變器處于穩態，uC1=0，uC2 =E，iLa=0，Sa的端電壓UA= Ca1E / （Ca +CDa+Ca1+Ca2），其中Ca、CDa、Ca1和Ca2分別表示Sa、Da、Da1和Da2的寄生電容。

流程2（t1～t2）：S1在流程2開始時刻切換為關斷狀態，C1有效阻止了S1切換為關斷狀態時的端電壓快速增大，所以S1的關斷損耗下降，S1在關斷的過程中取得了零電壓軟關斷。從t1時刻開始，uC1以恒定的速度增大。在uC1達到E時，D2切換為導通狀態，流程2終止。本流程運動軌跡如圖5所示。

流程3（t2～t3）：輔助電路工作結束，負載電流流過D2。

流程4（t3～t4）：Sa在流程4開始時刻切換為開通狀態，La阻止了Sa切換為開通狀態時的電流快速增大，所以Sa的開通損耗下降，Sa在開通過程中取得了零電流軟開通。從t3時刻開始，iLa以恒定的速度增大，在iLa達到I0時，D2切換為關斷狀態，流程4終止。本流程運動軌跡如圖5所示。

Sa開通瞬間電流變化率為

本流程持續時間為

流程5（t4～t5）：La、C1和C2在流程5開始時刻發生電能轉移，C1釋放電能，C2吸收電能，uC1處于降低狀態，uC2處于增大狀態，當uC1降低為0時，iLa達到最大值ILa，max，流程5終止。本流程運動軌跡如圖5所示。本流程的運動曲線方程為：

將uC1=0代入式（11）可求出iLa的最大值為

iLa、uC1和uC2的表達式為：

本流程持續時間為

流程6（t5～t6）：輔助電路諧振停止，電路處于穩態。

流程7（t6～t7）：在流程7開始時刻，Sa切換為關斷狀態，S1切換為開通狀態。La向直流電源轉移電能，iLr以恒定速度下降，當iLr下降為I0時，流程7終止。本流程運動軌跡如圖5所示。

本流程持續時間為

流程8（t7～t8）：在流程8開始時刻，流過S1的電流iS1以恒定速度從0變大，iLa繼續以恒定速度降低。當iLa降低到0時，流程8終止。本流程運動軌跡如圖5所示。

本流程持續時間為

需要說明的是當負載電流值接近于0時，在Sa開通瞬間，uC1可能還沒有變化到E。但是這不影響Sa開通之后，uC1在電路的諧振過程中變化到0，即負載電流接近零對S1實現零電壓開通無影響。

1.2 設計方法

1）為確保全負載范圍內主開關S1實現零電壓開通，則主開關S1的開通動作比輔助開關Sa的開通動作要滯后時間Td，且滿足Td=T4+T5（uC1下降為0之后再開通主開關S1），即

2）為確保在全負載范圍內主開關S1在關斷瞬間完成零電壓軟關斷，其關斷瞬間的電壓變化率不能超過器件允許的電壓變化率，即

3）為確保在全負載范圍內輔助開關Sa實現零電流開通，器件允許的電流變化率應不小于其開通瞬間的電流變化率，即

4）為簡化控制，在全負載范圍內，輔助開關Sa可采用恒定占空比控制，其觸發脈沖的占空比為

式中：T表示開關周期;I0max表示最大負載電流值。由式（29）可知，在其它參數確定后，輔助開關Sa的觸發脈沖占空比為定值。

5）為限制輔助電路的損耗，根據式（13）可得出需要滿足以下條件：

1.3 器件的最大電壓和最大電流

開關器件兩端的最大電壓等于E。

流程5中，當uC1減小到0時，iLa增大到最大值ILa，max，此時流過Sa、Da2的電流也達到最大值ILa，max;在t6時刻，Da1導通，此時iLa為最大值ILa，max，流過Da1的電流也達到最大值ILa，max;流程4中，iLa為0時，流過D2的電流達到最大值I0;流程8中當iLa減小到0時，流過主開關S1的電流達到最大值I0。

流過Sa、Da2與Da1的電流最大值為

流過主開關S1以及D2的電流最大值為

根據式（31）和式（32）即可求得器件承受的電流最大值，進而選擇合適的型號。

2 輔助電路功率損耗分析

主開關S1實現軟切換，故不存在開關損耗;輔助開關Sa實現零電流開通，沒有實現軟關斷，存在關斷損耗;諧振電感和諧振電容存在內阻損耗;電流流過輔助開關以及二極管時存在通態損耗。設開關導通時壓降為VCE，二極管導通時的壓降為VEC，開關頻率為fc，諧振電感La的內阻為RLa，諧振電容C1和C2的內阻分別為RC1和RC2。

輔助開關Sa的功耗表示為

二極管Da2的通態損耗表示為

諧振電感La的功率損耗表示為

式中：VCEN代表額定電壓;ICN代表額定電流;Esw（off）p代表額定條件下開關關斷時損失的電能;流過開關的最大電流為ICP，且ICP=I0max。

諧振電容C1的功率損耗表示為

諧振電容C2的功率損耗表示為

輔助諧振電路總損耗表示為

3 實驗參數計算

已知實驗樣機額定輸出功率P0=2 kW，逆變器直流電源電壓E=200 V，最大負載電流為I0max=24 A，輸出電壓有效值U0=120 V，負載電感L=1 mH，負載電阻R=7 Ω，開關頻率fc=20 kHz，輸出頻率f0=50 Hz，開關器件額定的電流變化速度（di/dt）r=20 A/μs，開關器件額定的電壓變化速度（du/dt）r=200 V/μs。

設計過程：

為在全負載范圍內實現主開關S1零電壓關斷，依據式（27），諧振電容Cr應滿足

由式（37）可得，Cr≥60 nF，取Cr=68 nF。

為確保輔助開關Sa零電流開通，由式（28）得諧振電感La應滿足

可求出La≥10 μH，留有一定裕量可取La=Lr=11 μH。

為確保全負載范圍內主開關S1實現零電壓開通，S1的開通動作比Sa的開通動作滯后的時間Td需要滿足式（26）。將Lr=11 μH、Cr=68 nF、T=50 μs等相關參數帶入式（26）可得

因此當Td=3.24 μs時，可確保主開關S1零電壓開通。

所以諧振電流最大值符合設計目標。

4 實驗驗證

實驗參數為直流輸入電壓E=200 V，輸出功率P0=2 kW，逆變器輸出電流峰值I0max=24 A，輸出電壓有效值U0=120 V，負載電阻R=7 Ω，負載電感L=1 mH，諧振電感Lr=11 μH，諧振電容Cr=68 nF，逆變器死區時間Δ=2 μs，輔助開關Sa觸發脈沖占空比ρSa=0.064 8，最大負載電流I0max=24 A，開關頻率fc=20 kHz，輸出頻率f0=50 Hz。另外，為避免開關器件關斷時產生過電壓，以獲得開關瞬間的相對理想實驗波形，在逆變器橋臂上并聯了放電阻止型RCD吸收電路。采用該類型吸收電路的原因是其適用于輸出功率和開關頻率較高的裝置，而且能有效抑制過電壓，不會額外增加流過開關器件的電流，附加損耗小。實驗樣機照片如圖6所示。

圖7（a）為電路諧振電流和諧振電壓波形，基本符合圖3的理論特征波形;圖7（b）為單相全橋軟開關逆變器的輸出電流i0的實驗波形，輸出頻率為50 Hz，波形比較光滑，是良好正弦波，波形畸變率為2.2%，如果將負載電感去掉，變為阻性負載，波形畸變率為1.5%。如圖7（c）所示，iSa沒有瞬間快速增大，Sa取得了零電流軟開通。如圖7（d）和圖7（e）所示，S1切換為開通狀態之前，uS1已提前變化為0，所以S1取得了零電壓軟開通;當S1切換為關斷狀態時，uS1沒有瞬間快速增大，所以S1取得了零電壓軟關斷。如圖7（f）和圖7（g）所示，本文設計的軟開關逆變器輸出電流無畸變，這是因為該軟開關逆變器處于死區狀態時，負載電流能通過輔助電路中的儲能元件續流，降低了死區狀態對逆變器輸出電流的影響，所以低輸出頻率時，電流無畸變。圖7所示的實驗波形在開關瞬間的抖動較為理想，說明了本實驗采用的吸收電路工作效果明顯。

在不同輸出功率下的實測效率曲線如圖8所示。可以看出，在輸出功率為額定值時，效率達到98.4%，比硬開關逆變器高2.7%，比文獻[13]提出的軟開關逆變器高1.2%。

在不同輸出功率下測得的輔助電路損耗Padd的曲線如圖9所示。可以看出，輸出功率2kW時，本文提出的軟開關逆變器的輔助電路損耗明顯低于文獻[13]所提出的拓撲結構的輔助電路損耗，本文提出的軟開關逆變器的輔助電路損耗的理論值略低于實測值是因為實際存在的磁芯損耗和線路損耗等沒有包含在理論計算中，但是理論值和實測值的變化曲線比較接近，說明了輔助諧振電路功率損耗的數學模型是有效的。

5 結 論

設計了高效率單相全橋軟開關逆變器，根據實驗結果得出結論如下：1）開關器件取得了軟切換;2）逆變器輸出電流波形為光滑正弦波，表明增加的輔助電路對逆變器的正常運行無影響;3）在輸出功率2 kW時，效率達到98.4%，效率得到改善。在開關頻率為20 kHz時取得的良好實驗結果也為進一步提高開關頻率和在更高開關頻率下的實驗奠定了基礎。

參 考 文 獻：

[1] 王強， 張巖， 王天施， 等. 單開關輔助換流的諧振直流環節PWM整流器[J]. 電機與控制學報， 2019， 23（7）： 98.

WANG Qiang， ZHANG Yan， WANG Tianshi， et al. Resonant DC link PWM rectifier with a single switch-assisted commutation[J]. Electric Machines and Control， 2019， 23（7）： 98.

[2] 王強， 牛博學， 王天施， 等. 諧振直流環節電流型軟開關整流器[J]. 電機與控制學報， 2020， 24（1）： 156.

WANG Qiang， NIU Boxue， WANG Tianshi， et al. Resonant DC link current source soft-switching rectifier[J]. Electric Machines and Control， 2020， 24（1）：156.

[3] WANG Qiang， WANG Youzheng. Resonant DC link soft-switching inverter with low-loss auxiliary circuit[J]. International Journal of Electronics， 2019， 106（10）： 1602.

[4] 王強， 單瑞香， 王天施， 等. 單相全橋諧振直流環節軟開關逆變器[J]. 電機與控制學報， 2017，21（3）：38.

WANG Qiang，SHAN Ruixiang， WANG Tianshi， et al.Single-phase full-bridge resonant DC-link soft-switching inverter[J].Electric Machines and Control，2017，21（3）：38.

[5] LI Rui， XU Dehong. A zero-voltage switching three-phase inverter[J].IEEE Transactions on Power Electronics，2014，29（3）：1200.

[6] 賀虎成， 劉衛國， 李榕， 等. 電機驅動用新型諧振直流環節電壓源逆變器[J]. 中國電機工程學報， 2008， 28（12）： 60.

HE Hucheng， LIU Weiguo， LI Rong， et al. A novel resonant DC link voltage source inverter for motor drives[J].Proceedings of the CSEE， 2008， 28（12）：60.

[7] PAN Zhiyang，LUO Fanglin. Novel resonant pole inverter for brushless DC motor drive system[J]. IEEE Transactions on Power Electronics， 2005， 20（1）：173.

[8] 姚鋼， KHAN M M， 周荔丹， 等. 基于變壓器輔助換流的新型 ZVS-ZCS逆變器[J]. 中國電機工程學報， 2006， 26（6）： 61.

YAO Gang，KHAN M M， ZHOU Lidan， et al. A novel ZVS-ZCS inverter with a transformer-assisted commutation[J]. Proceedings of the CSEE， 2006， 26（6）：61.

[9] YUAN X， BARBI I.Analysis， designing， and experimentation of a transformer-assisted PWM zero-voltage switching pole inverter[J].IEEE Transactions on Power Electronics，2000，15（1）：72.

[10] 賀虎成， 劉衛國， 解恩. 一種新型無刷直流電機諧振極軟開關逆變器[J]. 電工技術學報， 2008，23（12）：99.

HE Hucheng， LIU Weiguo， XIE En.A novel resonant pole inverter for brushless DC motor[J]. Transactions of China Electrotechnical Society，2008，23（12）：99.

[11] 王強， 張化光， 褚恩輝， 等. 新型零電壓零電流諧振極型軟開關逆變器[J]. 中國電機工程學報， 2009， 29（27）： 15.

WANG Qiang， ZHANG Huaguang， CHU Enhui， et al. Novel zero-voltage and zero-current resonant pole soft-switching inverter[J]. Proceedings of the CSEE， 2009， 29（27）： 15.

[12] 潘三博，潘俊民.一種新型的零電壓諧振極型逆變器[J]. 中國電機工程學報， 2006， 26（24）： 55.

PAN Sanbo，PAN Junmin.A novel zero-voltage switching resonant pole inverter[J].Proceedings of the CSEE，2006，26（24）：55.

[13] 王強， 王有政， 王天施， 等. 新型單相全橋無源軟開關逆變器[J]. 電子學報， 2019， 47（12）： 2653.

WANG Qiang， WANG Youzheng， WANG Tianshi， et al. Novel single-phase full-bridge passive soft-switching inverter[J]. Acta Electronic Sinica， 2019， 47（12）： 2653.

（編輯：邱赫男）

收稿日期： 2017-09-20

基金項目：遼寧省教育廳科學研究項目（L2019017）

作者簡介：王 強（1981—），男，博士，副教授，研究方向為軟開關逆變器的電路拓撲及控制;

李 兵（1994—），男，碩士研究生，研究方向為軟開關變換器的電路拓撲及控制;

王天施（1970—），男，博士，副教授， 研究方向為電力系統繼電保護;

劉曉琴（1975—），女，博士，副教授， 研究方向為電力系統故障診斷。

通信作者：王 強