電液比例放大器雙邊驅動電路設計及顫振信號比較研究*

劉 寧，游有鵬

(南京航空航天大學 機電學院,江蘇 南京 210016)

0 引 言

電液比例放大器是電液比例閥的控制核心，直接影響電液比例閥的控制性能。目前，電液比例放大器主要有模擬式和數字式兩種。其中，模擬式比例放大器通過運算放大器等電子元件實現計算，原理簡單、電流控制精確(顫振信號疊加方便)，但功耗溫升大、對電路元件依賴性強；數字式比例放大器通過微處理器實現恒流控制，不僅數據處理能力強，有利于復雜算法的實現，而且驅動電路采用脈寬調制(PWM)信號，控制絕緣柵場效應管(MOS)工作在截止區和飽和區，功耗和發熱更低，已逐漸成為當今比例放大器的發展主流[1]。

本文針對現有數字式比例放大器的不足，圍繞影響性能較大的驅動電路和控制信號顫振疊加開展分析設計：對常用的反接卸荷式驅動電路存在的問題進行分析和改進設計；給出顫振疊加的實現方法，并對顫振疊加信號的類型和參數進行仿真分析與實驗比較。

1 驅動電路設計

數字式比例放大器主要包括控制電路和驅動電路兩部分。控制電路以微處理芯片為核心，計算并輸出PWM控制信號；驅動電路負責將控制信號功率放大驅動比例閥。為了保證控制精度和抗干擾性能，常引入閥芯位置反饋和電流反饋[2]。

整個比例放大器構成如圖1所示。

圖1 比例放大器系統框圖

目前，數字式比例放大器大多采用反接卸荷式驅動電路[3-4]，其電路原理簡圖如2所示。

圖2 反接卸荷式電路原理簡圖

圖2中，由MOS管控制的上、下橋臂同時導通或關斷，當UPWM由邏輯1跳變到0時，上、下橋臂同時關斷，由于比例電磁鐵電感的續流作用，會在線圈兩端產生反向的驅動電壓，導致電流迅速泄放完畢。

這種方式下驅動電路的動態頻寬好，不僅可用于電液比例閥驅動，也適用于柴油機電子燃油噴射等高頻響系統。

但由于電流泄放速度快，當UPWM占空比小于50%時，可能導致比例電磁鐵電流不連續，即斷流現象，從而導致低占空比時閥芯驅動能力迅速下降，影響閥的控制性能。

為解決這一問題，本文將反接卸荷式驅動電路上橋臂和下橋臂的MOS管控制端分開獨立控制，構成雙邊驅動電路。

雙邊驅動電路原理簡圖如圖3所示。

圖3 雙邊驅動電路原理簡圖

筆者通過設計不同的控制邏輯，形成驅動電路的多種工作模式。

模式1。上、下橋臂同時輸入PWM波，電路為傳統反接卸荷式驅動電路；

模式2。上橋臂導通，下橋臂輸入PWM波，電路為低邊驅動形式，通過調整PWM占空比調節電流。下橋臂關斷時電流通過二極管續流泄放較慢，電流連續；

模式3。上、下橋臂同時關斷，電路為反接卸荷形式，在反向24 V作用下電流迅速泄放，可以與模式2配合使用。

雙邊驅動電路的3種工作模式及其對應的控制邏輯如圖4所示。

圖4 雙邊驅動電路工作模式上、下橋臂導通為邏輯1，關斷為邏輯0；UAB—閥兩端電壓；i—比例電磁鐵電流

圖4可知：

利用雙邊驅動電路可以靈活組合出多種驅動電路形式。如將其應用于電液比例方向閥的控制，只需模式2與模式3配合使用：同向調節比例閥開口大小時，可用模式2保證比例電磁鐵電流連續，避免小占空比時反接卸荷式驅動電路的斷流問題；切換方向時，可用模式3實現電流迅速泄放，提高換向速度。

因此，通過雙邊驅動電路及組合控制邏輯，不僅克服了反接卸荷式驅動電路PWM信號低占空比的斷流問題，提高了閥芯定位精度，還可方便地實現比例方向閥快速換向控制。

2 顫振疊加與分析比較

由于閥芯與閥套間靜摩擦大于動摩擦，閥芯運動靈敏度會降低并且帶有滯環。比例放大器常通過疊加顫振信號提高靈敏度、改善滯環[5]。

2.1 顫振疊加電路設計

數字式比例放大器的驅動信號為PWM波，顫振信息的疊加只能通過PWM波占空比體現。疊加的實現方法有軟件和硬件兩種，但通過軟件編程進行疊加不便，本文采用硬件實現，思路是先將微處理器產生的PWM信號經過濾波成為直流，線性疊加顫振信號后，再將其調制為PWM波[6]，此時的PWM波占空比便帶有了顫振信息。

顫振信號線性疊加到直流信號采用加法電路實現，如圖5所示。

圖5 顫振線性疊加電路

當PWM控制信號頻率大于R1和C1組成的低通濾波器截止頻率的10倍時，認為高頻諧波完全濾去，PWM控制信號在A點變為穩定直流信號，即：

(1)

通過式(1)計算，可選擇合適的電阻電容值。根據相關資料，此處取電阻R1=5 kΩ，電容C1=100 nF，這樣運算電路工作穩定可靠、元件廉價易得[7]。

加法電路輸出端與B、Z兩輸入端之間的關系可以近似表示為：

(2)

式中：UBdc—B點PWM控制信號的平均值；UZ—Z點顫振電壓值。

由式(2)可知：通過調整UZ或R3可獨立調整顫振幅值；由于運算放大器輸出反相，需后接反相器調相[8]。

同時，PWM調制的三角波頻率決定了后級驅動電路中MOS管的開關頻率，為了降低MOS管功耗和溫升，開關頻率不宜太高，但是開關頻率太小也會導致比例電磁鐵電流寄生顫振[9]，因此，這里筆者選擇三角波頻率為1 000 Hz。

2.2 顫振信號的比較分析

工程上常用的顫振信號主要有三角波、正弦波、方波3種，如何選擇其類型以及幅值、頻率將直接影響比例閥性能。為此，本文以閥芯微動幅值大小和滯環改善情況為評價指標，通過建模仿真和實驗對3種顫振信號及其參數進行評價和優選。

首先本研究通過仿真比較3種顫振信號的優劣。

根據電路組成結構，筆者在Simulink中建立比例閥及其放大器的開環模型，如圖6所示。

圖6 系統仿真模型

其中，顫振信號疊加和調制部分根據前文電路搭建；比例閥電流慣性環節和閥芯位移環節的具體模型推導可參見有關資料[10]。

仿真時，筆者給定控制信號為1.65 V階躍信號，分別疊加3種顫振信號后比較閥芯處的微動幅值；顫振信號頻率為100 Hz、150 Hz和200 Hz，顫振幅值為20%。

實驗得到3種顫振疊加的閥芯微動幅值如表1所示。

表1 階躍信號下不同顫振疊加的閥芯微動比較

從表1可以看出：

疊加方波顫振后閥芯微動值最大，原因可能是方波包含多次諧波，即使有部分高次諧波被平滑濾去，仍有部分諧波保留為閥芯微動做出貢獻；同時，一定范圍內閥芯微動幅值隨顫振信號頻率增加而下降。當給定控制信號為幅值3.3 V、頻率為5 Hz正弦波，仿真上述3種顫振疊加時的閥芯微動情況，仍然是疊加方波顫振后閥芯微動幅值最大。

可見，正弦波、三角波、方波3種顫振疊加信號中，方波的顫振效果最好。

2.3 實驗及結果分析

為驗證數字比例放大器的顫振疊加效果，筆者將前述電路制板并進行實驗。實驗中，通過比例閥LVDT裝置反饋的閥芯滯環大小Ufb評判顫振疊加效果。

首先比較相同參數下方波顫振、三角波顫振和正弦波顫振對閥芯滯環的影響。為方便觀察，筆者選擇顫振信號頻率為100 Hz，顫振幅值為20%。

改變PWM控制信號占空比，控制閥芯位移從0到極值再返回到0，得到同一占空比下閥開口增大和減小時的閥芯位移反饋值Ufb+和Ufb-，將其作差得到閥芯位移滯環值Ufb，通過最小二乘擬合后，3種顫振疊加20%的閥芯滯環對比如圖7所示。

圖7 3種顫振疊加20%的閥芯滯環對比

從圖7可得，疊加方波顫振后閥芯滯環小于疊加三角波和正弦波的閥芯滯環，說明了相同參數下方波顫振信號效果更佳。

為比較不同振幅的顫振信號對閥芯滯環的影響，筆者分別設定振幅為0、10%、20%、30%的顫振方波，重復上述實驗。

實驗可得出的閥芯滯環值如圖8所示。

圖8 疊加不同振幅方波顫振的閥芯滯環對比

從圖8可得，在一定范圍內，閥芯滯環隨顫振幅值增大而減小，疊加20%的顫振方波時，閥芯滯環比無顫振時減小近40%。

為了保證閥芯運動精度，實際應用中疊加20%的顫振信號即可，無需加大顫振幅值。

3 結束語

本文對數字式比例放大器的驅動電路和控制信號顫振疊加進行了分析與設計，在驅動電路方面，分析了反接卸荷式電路的不足，并提出了雙邊驅動電路及其工作模式；在控制電路方面，給出了一種顫振疊加電路方案，對顫振信號類型和參數的作用效果進行了建模仿真和實驗驗證。

研究結果表明：方波顫振在提升閥芯運動靈敏度和減小滯環方面優于三角波和正弦波顫振；疊加20%的方波顫振比無顫振疊加的閥芯滯環減小近40%，可顯著改善比例閥的定位精度。

本研究可對數字式比例放大器的驅動電路設計和控制信號顫振疊加提供一定的參考。