超寬電壓范圍輸入低電壓大電流輸出的無人機開關(guān)電源設(shè)計

黃 彪

（貴州航天林泉電機有限公司0616研究所，貴州 貴陽 550081）

0 引 言

多電/全電飛機技術(shù)是未來航空航天發(fā)展的一個主流方向，對飛機電源系統(tǒng)的集成度和多功能化提出更高的要求[1]。隨著現(xiàn)代科學和航空技術(shù)的飛速發(fā)展，飛機的功能日益完善，機載用電設(shè)備的種類及功率持續(xù)增加，其對供電電源的需求不斷增加。飛機上的很多航電設(shè)備一直采用28 V直流電壓供電[2]，為此需要研制大功率的開關(guān)電源將飛機發(fā)電機輸出的高壓交流電變換為28 V直流電輸出，為飛機航電設(shè)備供電。

對于特種飛機超寬輸入電壓范圍的情況，常規(guī)的單級功率變換存在變壓器設(shè)計及器件選擇困難的問題，且電源系統(tǒng)穩(wěn)定性不易控制，若采用兩個電源直接串聯(lián)則會導致體積大、整體變換效率低、負載動態(tài)性能差等問題難以解決。根據(jù)實際工程情況，本文采用一種四路交錯boost+移相全橋+同步整流的隔離型高頻全功率變換拓撲結(jié)構(gòu)設(shè)計，不僅滿足超寬范圍輸入電壓的隔離穩(wěn)壓變換要求，而且實現(xiàn)了高效率的功率變換。

1 電源結(jié)構(gòu)與原理

電源拓撲結(jié)構(gòu)如圖1所示。主功率拓撲采用四路交錯boost+移相全橋+同步整流的隔離型高頻全功率變換拓撲，電源分為前級AC/DC變換部分和后級DC/DC隔離變換部分。前級變換部分采用四路交錯boost電路，主要作用是主開關(guān)管根據(jù)UCC28070控制芯片的占空比大小將輸入電壓升高至一個合適的中間母線電壓。后級隔離變換部分采用移相全橋+同步整流電路，采用集成了同步整流功能的移相全橋控制芯片UCC28950控制電源輸出穩(wěn)定的直流電壓。

圖1 電源拓撲結(jié)構(gòu)

控制電路采用雙閉環(huán)反饋控制，電流內(nèi)環(huán)控制使系統(tǒng)能對電壓的變化快速響應，電壓外環(huán)控制使系統(tǒng)能對負載電流快速響應，具有很快的響應速度。工作中實際采集的電壓電流信號與基準進行比較，生成誤差信號，同時將誤差信號傳遞到控制電路。控制電路根據(jù)誤差控制信號，調(diào)制占空比大小，從而控制開關(guān)管導通時間，最終實現(xiàn)輸出電壓的閉環(huán)穩(wěn)定控制。

2 電源設(shè)計

借助新器件、新工藝、新材料及新拓撲不斷優(yōu)化改進，可以設(shè)計出高性能的電源。器件串聯(lián)能解決電壓應力問題，器件并聯(lián)能解決電流應力問題，合適的串并聯(lián)能擴大電源的輸出功率和提高電源系統(tǒng)的效率，用鋁基板工藝來解決器件散熱難的問題。

2.1 前級AC/DC部分

四路交錯boost電路前端為EMI濾波及三相不控整流電路，使產(chǎn)品具備很好的電磁兼容性能，對輸入交流電進行平滑濾波，減小輸入電壓電流脈動。加入軟啟動電阻及繼電器來減小開機浪涌電流而不增加電路損耗。

傳統(tǒng)Boost電路輸入電流紋波及輸出電壓紋波較大，其適用功率等級較小。在相同的功率等級下，電感電流連續(xù)模式n路交錯并聯(lián)Boost電路中的每個開關(guān)器件的電流應力為傳統(tǒng)Boost電路的1/n，減小了輸入和輸出紋波[3]。

本文前級采用了基于UCC28070的4路交錯并聯(lián)變換的設(shè)計方案，AC/DC拓撲結(jié)構(gòu)如圖2所示。由于輸入電壓范圍過寬，常規(guī)全電壓范圍進行boost升壓處理會使器件電壓電流應力增大和磁性器件設(shè)計困難，因此通過不同方案對比，采取對輸入電壓進行分段處理是最優(yōu)的方法。當輸入交流電壓整流后電壓低于直流280 V時，boost升壓電路工作在變占空比狀態(tài)；當輸入交流電壓整流后電壓不小于直流280 V時，boost升壓電路的開關(guān)管不工作，前級電路處于不控整流工作狀態(tài)。此分段電壓處理方式很好地規(guī)避了寬電壓范圍變換導致器件電壓電流應力過大和磁性器件設(shè)計困難的問題，同時提高了系統(tǒng)效率及穩(wěn)定性。

兩個UCC28070控制芯片產(chǎn)生4路交錯boost電路，開關(guān)頻率為100kHz，每個芯片產(chǎn)生的PWM波相位相差180°，兩控制芯片間產(chǎn)生的PWM波相位相差90°，使各路PWM波相位依次相差90°。與傳統(tǒng)的Boost升壓電源相比，本電源開關(guān)頻率等效為傳統(tǒng)Boost升壓電源的4倍，在輸入輸出電壓相同的條件下，可以顯著減小輸入電感和輸出電容。

常規(guī)并聯(lián)電路存在各支路不均流缺陷，為解決各支路均流問題，基于平均電流控制的原理，在并聯(lián)支路內(nèi)部加入補償環(huán)，根據(jù)各支路電流與給定輸入電流的相對誤差對各個支路的占空比進行調(diào)整補償，使各支路的電流基本相等，從而減小開關(guān)管電流應力。

2.2 后級DC/DC部分

若對前級寬輸入交流電壓（100 V/750 Hz～300 V/1 700 Hz）進行常規(guī)不控整流變換，則前級輸出直流電壓為141～425 V，本文前級通過對輸入電壓進行分段處理，控制前級輸出直流電壓在280～425 V，把輸入給DC/DC部分的電壓范圍縮小了一半，便于后級處理，但是輸入端電壓相對輸出28.5 V電壓還是太大。為進一步減小變壓器原副邊電壓電流應力，采用如圖3所示拓撲結(jié)構(gòu)，變壓器兩個原邊先串聯(lián)后并聯(lián)在一起，變壓器副邊全橋同步整流濾波后經(jīng)過MOS管再統(tǒng)一并聯(lián)在一起。基于MOS管器件正溫度特性，此電路能實現(xiàn)自主均流功能，無需做額外復雜的輸出均流控制。

2.3 樣機設(shè)計

圖2 AC/DC拓撲結(jié)構(gòu)

圖3 DC/DC拓撲結(jié)構(gòu)

本文采用UCC28070和UCC28950作為前后級控制芯片，設(shè)計了一臺28.5 V/4 kW樣機，開關(guān)頻率皆為100kHz，鑒于輸出低壓大電流特性，重量及體積指標要求嚴格，并且需進行防水防鹽霧設(shè)計。常規(guī)的MOS管及整流管的損耗過大，嚴重限制了電源效率的提高和體積的減小。因此，采用了全橋移相軟開關(guān)和變壓器副邊同步整流技術(shù)[4]，對所采用功率器件物理特性及電特性進行了優(yōu)化設(shè)計及選型。變壓器原邊采用2顆SPW47N60CFD進行并聯(lián)，變壓器副邊全橋同步整流及后端自主均流用開關(guān)管采用用4顆SuperSO8封裝的BSC046N10NS3G并聯(lián)，此MOS管導通阻抗、寄生電容及尺寸都非常小，極大地減小了開關(guān)及導通損耗，減小了樣機體積，并且具備短時間2倍過載能力，極大程度地提高了電源效率、減小了電源的體積和重量。

由于輸出的是低電壓大電流，熱損耗在所難免，樣機需要自散熱，無法提供強迫風冷及液冷條件，只能通過熱傳導方式，而器件溫度是影響器件壽命的最大因素。因此，采用了鋁基板作為器件安裝散熱基板，使器件產(chǎn)生的熱量及時有效的導出，降低了器件溫度，提高了產(chǎn)品可靠性。

3 實驗結(jié)果及結(jié)論

圖4、圖5為樣機相關(guān)性能的測試結(jié)果，其中圖4為在3個不同電壓及頻率條件下，不同負載情況的電源轉(zhuǎn)換效率曲線。從圖中可以看出，100 V/750 Hz輸入情況下效率最低，當負載功率達到額定功率的29.5%時，整機效率就超過了90%；200 V/1 175 Hz輸入情況下，在64%額定負載處，整機得到了最高效率95.7%，而后由于輸出電流進一步加大，輸出損耗加大，效率緩慢降低。

圖4 不同輸入電壓及頻率下效率曲線

圖5為在額定4 kW負載條件下，輸入電壓范圍在100 V/750 Hz～300 V/1 700 Hz變化時的電源轉(zhuǎn)換效率曲線。在額定負載條件下，200 V/1 175 Hz輸入時得到整機系統(tǒng)的最高效率95.07%。

常規(guī)寬范圍輸入隔離低壓大電流輸出大功率電源典型最高效率為92%[5]，而本機整機額定負載狀態(tài)最高效率為200 V/1 175 Hz條件下得到的95.07%，變換效率提高大于3%。可見，本文通過運用四路交錯boost+移相全橋+同步整流的隔離型高頻全功率變換拓撲結(jié)構(gòu)、新工藝、新器件及鋁基板散熱技術(shù)，滿足了特種無人飛機對電源高效率、高功率密度、寬輸入電壓范圍以及低壓大功率輸出的需求。

圖5 不同輸入電壓及頻率下效率曲線