基于改進(jìn)型SVPWM的開關(guān)電感型準(zhǔn)Z源逆變并網(wǎng)的研究

王 哲，張欣欣

（黑龍江科技大學(xué) 電氣與控制工程學(xué)院，黑龍江 哈爾濱 150022）

0 引 言

在現(xiàn)代科學(xué)技術(shù)高速發(fā)展的當(dāng)下，光伏發(fā)電技術(shù)一直備受矚目。逆變器作為光伏逆變中最重要的一部分，對(duì)其研究十分必要。傳統(tǒng)逆變器前級(jí)升壓后級(jí)逆變的兩級(jí)結(jié)構(gòu)，提高了成本，降低了傳輸效率，因此Z源逆變器被提出，隨后逐步改進(jìn)得到了qZSI和SL-qZSI。qZSI與傳統(tǒng)Z源相比減小了電路元件的應(yīng)力。SL-qZSI與qZSI相比提高了升壓倍數(shù)，改善了升壓波形，提高了電路可靠性。在調(diào)制策略上，通過加入直通時(shí)間改進(jìn)傳統(tǒng)SVPWM，使得同一橋臂開關(guān)管允許直通，實(shí)現(xiàn)拓?fù)渖龎旱耐瑫r(shí)減小了死區(qū)時(shí)間，降低了輸出波形的失真效果。

1 SL-qZSI拓?fù)涞墓ぷ鬟^程分析

調(diào)制系數(shù)M影響輸出電流，直通占空比D影響升壓因子B，當(dāng)對(duì)升壓因子B的要求更高時(shí)，要求有較長(zhǎng)時(shí)間的直通狀態(tài)。由M+D≤1可知，輸出電流的質(zhì)量和升壓倍數(shù)之間互相制約。為了更好解決這一矛盾，可以將開關(guān)電感和qZSI拓?fù)湎嘟Y(jié)合得到SL-qZSI拓?fù)洌鐖D1所示。

圖1 SL-qZSI拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)

SL-qZSI拓?fù)涔ぷ饔诜侵蓖顟B(tài)時(shí)，如圖2所示。根據(jù)基爾霍夫電壓定律，依次對(duì)Vin、L1、C1所在回路，L2、L3、C2所在回路和VPN、C1、L2、L3所在回路列寫KVL：

SL-qZSI拓?fù)涔ぷ饔谥蓖顟B(tài)時(shí)，如圖3所示。根據(jù)基爾霍夫電壓定律，依次對(duì)L1、C2、Vin所在回路，C1、L2所在回路和C1、L3所在回路列寫KVL：

圖2 SL-qZSI拓?fù)浞侵蓖顟B(tài)

圖3 SL-qZSI拓?fù)渲蓖顟B(tài)

此時(shí)，直流鏈側(cè)峰值電壓為：

相同條件下，qZSI的升壓因子可以表示為B=1/(1-2D)。由式（3）可知，SL-qZSI拓?fù)涞纳龎阂蜃覤變大，當(dāng)升壓效果相同即B相同時(shí)，SL-qZSI所需直通占空比D更小，從而使得M更大，則輸出電流效果更好，且小范圍占空比調(diào)節(jié)提高了系統(tǒng)穩(wěn)定性。

2 改進(jìn)型SVPWM的算法實(shí)現(xiàn)

改進(jìn)型SVPWM通過在傳統(tǒng)SVPWM調(diào)節(jié)策略中加入直通零矢量，使得同一橋臂的兩個(gè)開關(guān)管可以直通。

由8種組合的基本空間電壓矢量，可得到電壓空間矢量圖如圖4所示。它們將復(fù)平面分成6個(gè)區(qū)，并將之定義為扇區(qū)。

改進(jìn)的SVPWM調(diào)制波主要由3部分組成：判斷電壓空間矢量Uref所在扇區(qū)，確定各扇區(qū)相鄰兩非零矢量和零矢量作用時(shí)間，確定各扇區(qū)矢量切換點(diǎn)。

2.1 判斷電壓空間矢量Uref所在的扇區(qū)

兩相靜止坐標(biāo)系α、β下，Uα、Uβ與Uref的關(guān)系為。由Clark變換可知，三相電壓分量VA、VB、VC可表示為：

圖4 電壓空間矢量與對(duì)應(yīng)（abc）示意圖

定義A、B、C，有：

（1）若VA＞0，則A=1，否則A=0；

（2）若VB＞0，則B=1，否則B=0；

（3）若VC＞0，則C=1，否則C=0。

A、B、C共有8種組合，但A、B、C不同時(shí)為1或0，所以實(shí)際組合是6種組合。由于不同的組合和相應(yīng)的扇區(qū)唯一對(duì)應(yīng)，所以扇區(qū)的判斷可以通過對(duì)A、B、C組合取不同的值來實(shí)現(xiàn)。為區(qū)別6種狀態(tài)，可以令N=4×C+2×B+A，則可以得到N與扇區(qū)的對(duì)應(yīng)關(guān)系。Uref所在的扇區(qū)可由表1判斷。

表1 N與扇區(qū)的對(duì)應(yīng)關(guān)系

2.2 確定各扇區(qū)相鄰兩非零矢量和零矢量作用時(shí)間

引出3個(gè)輔助變量X、Y、Z，以此類推可以得出其他扇區(qū)各矢量的作用時(shí)間，令：

得到各個(gè)扇區(qū)T1、T2作用的時(shí)間如表2所示。

表2 各扇區(qū)T1、T1作用時(shí)間

2.3 確定各扇區(qū)矢量切換點(diǎn)

由PWM調(diào)制原理計(jì)算每一相比較器的值，分別計(jì)算3個(gè)電壓矢量作用時(shí)間后，可以先計(jì)算每個(gè)電壓矢量在一個(gè)開關(guān)周期內(nèi)的切換點(diǎn)。傳統(tǒng)七段式SVPWM調(diào)制技術(shù)的各切換時(shí)間運(yùn)算關(guān)系如下：

而改進(jìn)型SVPWM的七段式調(diào)制技術(shù)的同一橋臂的上下兩個(gè)開關(guān)管的切換時(shí)間不一樣，所以要分為上下橋臂來分別列寫。對(duì)3個(gè)上橋臂而言，開關(guān)管的各切換時(shí)間分別為：

下橋臂3個(gè)開關(guān)管矢量切換時(shí)間為：

Ta、Tb、Tc為對(duì)應(yīng)比較器的值，則不同扇區(qū)切換點(diǎn)Tcmp1、Tcmp2、Tcmp3與各扇區(qū)的關(guān)系如表3所示。

表3 各扇區(qū)時(shí)間切換點(diǎn)Tcmp1、Tcmp2、Tcmp3

對(duì)于一個(gè)任意給定的Uref，都可按照以上幾個(gè)步驟得出馬鞍波作為SVPWM的調(diào)制波，然后與載波三角波進(jìn)行比較得出期望的SVPWM信號(hào)波形。上述中TPWM為三角波周期，T0為直通零矢量作用時(shí)間，Vin為輸入電壓。

3 仿真實(shí)現(xiàn)

3.1 SVPWM中重要輸出波形

扇區(qū)N輸出波形和SVPWM輸出算法波形，分別如圖5和圖6所示。

圖5 扇區(qū)N輸出波形圖

圖6 SVPWM輸出算法波形

3.2 開關(guān)電感型準(zhǔn)Z源逆變并網(wǎng)系統(tǒng)仿真

理論分析基于改進(jìn)型SVPWM的開關(guān)電感型準(zhǔn)Z源逆變拓?fù)浜螅旅胬肕atlab建立開關(guān)電感型準(zhǔn)Z源逆變并網(wǎng)系統(tǒng)仿真模型來進(jìn)一步驗(yàn)證理論分析的正確性。仿真參數(shù)設(shè)置如下：系統(tǒng)輸入電壓Vin=500 V，開關(guān)電感型準(zhǔn)Z源中電感L1=L2=L3=0.3 mH，電容C1=C2=600μF，開關(guān)電感型準(zhǔn)Z源輸出直流鏈側(cè)電壓VPN=700 V；逆變后輸出濾波電感L=7 mH，逆變后輸出濾波電容C=8μF，設(shè)置Z源逆變所并電網(wǎng)幅值為220V、頻率為50 Hz，SVPWM調(diào)制策略中輸出馬鞍波后與頻率為10 kHz三角波相比較得到最后的驅(qū)動(dòng)波形。

圖7 開關(guān)電感型準(zhǔn)Z源輸出直流電壓波形

圖8 逆變輸出A相并網(wǎng)電流和電壓

由圖7可以看出，開關(guān)電感型準(zhǔn)Z源輸出直流電壓為700 V，升壓效果良好。圖8的并網(wǎng)電壓和并網(wǎng)電流波形是逆變器輸出端經(jīng)過濾波電路濾波后得到的波形。由圖8可以看出，開關(guān)電感型準(zhǔn)Z源逆變器輸出的電流與電壓同頻同相。仿真結(jié)果表明，開關(guān)電感型準(zhǔn)Z源逆變器作為一種單級(jí)型升壓逆變器，以含有直通零矢量的SVPWM為調(diào)制策略時(shí)能夠?qū)崿F(xiàn)正常并網(wǎng)，驗(yàn)證了理論分析的正確性與可行性。

4 結(jié) 論

本文主要分為兩部分介紹了基于改進(jìn)型SVPWM的開關(guān)電感型準(zhǔn)Z源逆變電路的原理與工作過程。第一部分主要介紹開關(guān)電感型準(zhǔn)Z源逆變電路拓?fù)洌诙糠衷敿?xì)介紹了改進(jìn)型SVPWM的算法實(shí)現(xiàn)。最后，搭建仿真驗(yàn)證了調(diào)制策略的正確性和這一拓?fù)淠孀儾⒕W(wǎng)的可行性，發(fā)現(xiàn)仿真逆變并網(wǎng)效果良好。