緊湊相控陣用大功率脈沖電源設計

林莊 倪揚 楊新國

（1.中國電子科技集團公司第四十三研究所 安徽省合肥市 230088）

（2.上海無線電設備研究所 上海市 200090）

1 引言

緊湊相控陣系統摒棄機械掃描伺服機構，采用固態有源陣列、電子掃描、多波束技術和數字式穩定平臺，擁有機械掃描體制所不具備的快速性；采用T/R組件有源陣列，可以得到更大的合成功率，實現比機械掃描體制大得多的功率孔徑積，有利于提高搜索-截獲-跟蹤性能；通常工作于較高頻率的微波波段，有利于跟蹤機動目標[1-2]。因為具備上述特點，緊湊相控陣系統呈現爆發式發展的趨勢。其所使用的二次電源（開關電源）特性亦與傳統機械掃描體制有較大差異，因此，研究其電源的特點與設計方法具有一定的工程意義。

本文基于緊湊相控陣系統應用場景，需設計一種級聯大容量電容陣列、對脈內電壓跌落和啟動電流指標比較敏感的緊湊相控陣用開關電源。經查詢參考資料[3-4]及相關學術文獻，發現當前的研究偏重于大功率DC/DC級的實現，對緊湊相控陣系統應用下的優化設計研究較少，本文針對這些局限開展研究。

2 緊湊相控陣用大功率脈沖電源的分類與特點

緊湊相控陣系統載波的脈沖重復頻率PRF一般從1kHz到600kHz以上。由于相控陣工作頻率被調制在脈沖載頻中，因此與電源相關的頻率特性為其脈沖重復頻率（PRF）。根據探測對象和目標背景散射雜波大小的不同，分別采用中低發射占空比（5%～25%）和高發射占空比（30%～50%）。根據PRF和占空比的組合分類（這兩項參數與電源的相關性比較大），應用較多的主要有兩類：中低PRF（1kHz～100kHz）低發射占空比（5%～25%）模式；高PRF（120kHz～600kHz以上）高發射占空比（30%～50%）模式。脈內峰值電流一般可達300A～500A左右（28V天線工作電壓下）、脈內電流上升/下降沿大多小于10ns，脈內電壓頂降通常要求小于額定電壓的5%。

中低PRF低發射占空比模式需求的電源特點為峰值功率大、平均功率相對較小、工作脈寬較寬（可達數百us以上）、電流變化速率大（可達104A/us級）；高PRF高發射占空比模式需求的電源特點為峰值功率大、平均功率也較大、工作脈寬窄（通常不大于數十us）、電流變化速率大（可達104A/us級）。

現代高功率密度大功率開關電源多采用正激或半橋、全橋式拓撲結構，基礎電路屬BUCK變換器，其在CCM模式下的小信號等效電路如圖1所示。

其輸出電壓對輸出電流的傳遞函數為：

圖1：小信號等效電路

圖2：典型過流保護電路

圖3：延遲式hiccup過流保護

當輸出電流在穩態工作點上有小擾動時，在輸出電壓的穩態量上也會產生擾動，作為閉環控制的穩定功率級，輸出的擾動是收斂的[5]。基于小型化和高效率的優化，這些開關電源的工作頻率大多在200kHz～500kHz，與相控陣天線的PRF處于同等或接近的數量級。兼顧控制環路穩定和動態響應優化，通常傳遞函數的零點頻率在數百Hz到數kHz、極點頻率在數十kHz。因此，輸出擾動的收斂時間通常在數百us，接近相控陣天線的工作脈寬。同時由于電源內部輸出電容容量受限（一般幾十到數百uF）,對輸出電流突變的輸出響應幅度通常大于相控陣天線要求的脈內電壓頂降值，例如輸入180～400VDC輸出28VDC800W的規格、對50%～75%～50%輸出電流躍變，電流變化率0.1A/us時的響應為3～5%、電流變化率2.5A/us時的響應為6～9%。對相控陣天線動輒104A/us級的電流變化率，該響應幅度將大幅增加。僅依靠開關電源的功率輸出和瞬態響應能力難以滿足此類大功率脈沖用電的要求。

3 設計分析

表1：實驗電路設計值與實測值對比表

圖4：預偏壓啟動控制電路

針對緊湊相控陣系統脈沖電流峰值大、電流變化速率快的特點，在供電二次電源與其之間加入一個低內阻儲能電容網絡是較為有效措施。用以補充相控陣天線脈內工作的瞬態能量，提升對脈沖負載的響應能力。通常采用大數量相同參數電容的并聯陣列。

其參數計算主要是按最大脈寬和允許的脈內電壓頂降計算需要的電容量。其計算可按式（2）。

其中C為儲能電容容量；V1、V2分別為相控陣天線額定工作電壓和脈內頂降之后的電壓；P為相控陣天線的峰值功率，Δt為最大工作脈寬。

對于中低PRF低占空比應用，由于通常脈寬相對較大，往往該電容陣列的總電容量極大。例如對于比較典型的28V工作電壓、5%頂降要求、500A峰值電流、PRF為1～50kHz、最大脈寬200us的緊湊相控陣天線，V1、V2分別取28、26.6（V）；P取28×500=14000(W)；Δt取200×10-6(s)，計算得到C=64338.235uF。考慮電容器±20%的容差變化，將該值乘1.25得到80423uF，最終的總電容量高達逾8萬uF。

考慮電容ESR損耗，通常采用較多數量的低ESR電容（如鋁電容或鉭電容）并聯，總ESR控制在0.1mΩ量級或以下。例如采用800只100uF/90mΩ電容并聯。典型大功率高功率密度開關電源的最大容性負載能力為2000～10000uF。緊湊相控陣天線如此大的低ESR負載電容接到二次電源后，極易引起開關電源功能性和穩定性問題，需對電源特性進行針對性的優化。

高PRF高發射占空比應用時，脈寬相對較小，需要的儲能電容量較小（一般數百到數千uF），但平均功率較中低PRF低占空比應用時大數倍，重點優化儲能電容的耐紋波電流能力。

3.1 大容性負載啟機特性優化

開關電源帶大容性負載啟機時，需對電容迅速充電，以維持輸出電壓的穩定上升，因此啟動過程中會產生較正常工作大得多的沖擊電流，易導致觸發過流保護導致啟動失敗、多次啟動或反饋環路超調引起較大輸出電壓過沖。

開關電源典型過流保護電路如圖2所示。對大容性負載引起的啟動沖擊電流，將過流保護由常規電源模塊的逐周期限流保護改為延遲式hiccup保護模式（通過更換具有此功能的PWM控制芯片實現），通過一個可編程周期的逐周期限流檢測后才進入限流關斷模式，使短時間的啟動沖擊電流不易觸發過流保護，可更好地支持大容性負載啟機。如圖3所示。調節關斷時間t2的大小，可將過流保護狀態下的平均功耗控制到比較低。

圖6：輸入電流（通道1）與部分輸出電壓啟動波形

圖7：各組輸出電壓建立波形

圖8：脈內電壓跌落波形

減小R1的阻值，可降低t1階段過流檢測信號的上升速率，從而支持更大的容性負載；但R1阻值的減小也將導致短路保護功耗的增加，因此并不能通過調節R1完全解決大容性負載啟機問題。結合延長軟啟動時間（圖3中t3階段），使輸出電壓建立爬升時間變長、容性負載充電電流變小，從而在啟機過程中不易觸發過流保護。輸出爬升時間變長同時也讓爬升速率變慢，不易引起輸出電壓過沖。

3.2 次級預偏壓啟動

二次電源關機時，由于后級電容陣列儲存的能量較大，并且相控陣天線有一定的開關機門限，因此電源后級電壓迅速降低到額定電壓的約50%左右(即天線關機門限附近)后下降極為緩慢，若短時間需再次開機工作，則二次電源將在次級有較大預偏電壓條件下啟動，易出現輸出電容向前端放電，導致啟動期間輸出電壓震蕩、電源二次啟動或損壞同步整流管的現象。

為了使電源能在預偏電壓條件下可靠啟動，增加預偏壓控制環路，如圖4所示。

這個環路在啟動時比輸出電壓反饋控制環路優先級更高，在啟動過程初始階段，輸出電壓反饋控制環路關閉，由預偏壓環路控制電源啟動工作[6]。檢測次級預偏置電壓值給到VSENSE端,PWM輸出比正常啟動大的占空比，使電源初始輸出電壓幅值與預偏電壓相當、避免后級大電容向前端放電，然后逐步增加占空比，輸出電壓幅值從預偏壓處單調上升；到一定預先設置的幅度（顯著高于天線開機電壓門限、低于正常工作電壓下限）后，為避免輸出電壓在開環階段升得過高引起后續閉環工作的超調，預偏壓控制環路斷開，切換到輸出電壓反饋控制環路工作，控制電源輸出繼續上升到額定輸出電壓。完成在次級預偏壓條件下的啟動，滿足相控陣天線必要時在短時間內多次開啟和關閉的需求。

3.3 輸入電流抑制

緊湊相控陣應用中，天線電源一般空載啟動、達到額定電壓后才通過控制開關進行加載操作，以減小輸入電流沖擊。盡管如此，由于電源后端儲能電容的容量極大，啟動時即使天線不開機，電源仍需將這些電容由零充電到天線額定工作電壓，耗費能量極大，相應地將在輸入端產生較大的輸入電流沖擊，只是減少了天線工作電流的疊加，開關電源的開機輸入電流特性仍需進行設計優化，使輸入電流沖擊盡可能小。

采用延長電源的軟啟動時間的方法，使啟動時輸出電壓建立爬升時間變長，由于給后級電容充滿電所需的能量不變，充電時間拉長則電流持續時間增加、峰值電流降低，達到電流峰值的時間延后、從而降低輸入電流浪涌。如圖5所示，一型28V輸入28V18A輸出的開關電源，輸出接20000uF負載電容，空載啟動，修改軟啟動時間前:建立時間約60ms、沖擊電流約9A（電流峰值減去穩態電流）、且輸出電壓因大容性負載形成了過沖電壓,延長軟啟動時間后：建立時間約400ms、沖擊電流降低為約1A、無輸出過沖電壓。

同時還需結合分組分時啟動的方法：相控陣天線有較多數量的陣元，這些陣元的供電地線連通、但正端可以獨立以便使用多組電源供電提升功率。因此，可通過天線陣元均分、增加電源組數，減小電源單組功率，然后控制各電源單元分時啟動，實現輸入電流浪涌幅值進一步降低。例如，將大功率天線電源均分為3組并分時啟動，將原本同時啟動疊加時的沖擊電流變為3個分時的幅度為1/3的沖擊電流，可大幅度減小前級供電要求。

4 實驗驗證

利用電路實驗搭建一臺緊湊相控陣用大功率脈沖電源樣機，對所提出的設計方法進行了驗證。電源樣機主要參數：輸入電壓150VDC、峰值功率7.8kW、脈沖重復頻率1kHz、占空比25%，電源輸出28VDC、均分為4組（輸出地線相連輸出正端隔離），每組設計額定平均輸出功率500W、儲能電容20000uF。測得輸入電流、輸出電壓建立波形、脈沖工作時脈內電壓跌落波形分別如圖6、圖7、圖8所示。

從波形上看，該實驗電路在負載端大容量電容情況下，輸出電壓無啟動震蕩和過沖等現象，表明大容性負載條件下啟機特性優化設計合理；從圖7輸出電壓建立波形可見電源清晰的雙環路接替控制，次級預偏壓啟動控制環路和輸出電壓反饋控制環路切換點輸出電壓波動小，表明次級預偏壓啟動控制電路設計合理；輸出電壓建立時間為200ms左右，較顯著大于同功率等級開關電源30～50ms的典型設計值，以提升容性負載能力、降低輸入電流沖擊。電路實測各參數指標滿足預期要求，見表1。

由表1指標可以看出，在大功率脈沖輸出條件下，本電路輸入電流沖擊小，與相控陣天線性能密切相關的脈內電壓頂降值較低、在大功率脈沖工作大容性負載條件下輸出電壓無啟動過沖現象。

5 結論

本文根據緊湊相控陣系統供電的大功率脈沖式負載特性，分析了其所使用的二次電源（開關電源）的技術特點，提出了一種結合大容性負載啟機特性優化、次級預偏壓啟動、輸入電流抑制等技術的開關電源與大容量儲能電容級聯模式設計方法，并通過電路實驗進行了驗證，對該類大功率脈沖式開關電源的工程設計具有參考意義。

為進一步提升大功率脈沖電源的性能，在今后的研究工作中，可從以下幾個方面進行深入探索：在工作脈寬較大時，如中低PRF（1kHz～100kHz）低發射占空比（5%～25%）模式下，采用高效率母線變換器（隔離非穩壓，滿足峰值功率）帶少量儲能電容與動態響應優化的高效非隔離穩壓變換級聯的設計模式，由非隔離穩壓變換級提供主要脈沖功率、儲能電容可大幅度降低，實現更優動態響應；采用新的設計技術提升開關電源動態響應水平，使之適應更窄的瞬變負載脈寬。