高精度高動態響應磁反饋隔離電源設計

胡 杰，潘勝和

（深圳市英威騰電氣股份有限公司，廣東 深圳 518106）

1 技術要求

具體技術要求如下：

（1）額定輸入電壓100 V，輸入電壓拉偏為70～110 V；

（2）隔離輸出三路+5.6 V、+13.0 V 和-13.0 V，輸出功率分別為19 W、19 W 和12 W；

（4）負載從10%額定負載到滿載變化時，輸出電壓穩定度優于5%；

（5）+5.6 V 輸出電壓紋波小于80 mV，+13.0 V輸出電壓紋波小于120 mV，-13.0 V 輸出電壓紋波小于120 mV；

（6）額定負載時電源轉換效率大于70%；

（7）滿載到半載，以及半載到10%負載切換時，輸出電壓過沖小于5%

2 電源方案設計

2.1 拓撲選型

此電源的額定輸入電壓為100 V，輸入電壓最大拉偏范圍是70～110V，輸入電壓較高，又屬于中小功率范圍，因此可以選擇雙管正激拓撲。

本設計擬采用耦合電感濾波的雙管正激拓撲實現指標要求的三路隔離輸出，即將三路輸出的濾波電感耦合到一個磁芯上，以提高輸出電壓的負載調整率，輸出濾波電感L1、L2 和L3 為共用一個磁芯的耦合電感[1，2]。

2.2 控制方案設計

針對+5.6 V、+13.0 V和-13.0 V三路輸出分別隔離，設計方案為采用磁反饋閉環+5.6 V 輸出，通過耦合電感技術將另外兩路的輸出穩定在14.5 V 左右，再串接紋波調整器實現+13.0 V 和-13.0 V 的穩壓輸出。

3 功率電路參數設計

3.1 主變壓器設計

DC/DC 的開關頻率為200 kHz，磁性材料選擇高頻鐵氧體，根據功率等級采用798 廠的GU26*16_R2KB型號，其飽和磁感應強度Bs為500 mT，截面積Ae為95.9 mm2。為了滿足勵磁電流不會使變壓器飽和，變壓器原邊最小匝數需滿足：

說到“末”字，不得不提一個有趣的歷史故事。戰國時期，齊趙兩國互相交好，齊王派使臣問候趙威后。趙威后卻不關心獻禮和書信，反而問使臣：“齊國的莊稼和百姓好嗎？還有你們的君王也好嗎？”使臣心里很不高興，認為趙威后不先問候齊王，卻先問莊稼和百姓，這樣先賤后貴，沒有盡到禮數。趙威后卻認為是先有百姓，才能有君王。既然百姓是本，君王是末，那么哪有舍本問末的道理？看到這里，我們不禁為趙威后點個贊。作為封建王朝的統治者，她能夠早早意識到百姓的重要性，明白水能載舟、亦能覆舟的道理，真是難能可貴！

其中Δtmax為開關管導通時間；ΔBs為磁感應強度變化量，一般取飽和磁感應強度的一半，則可計算出最小匝數為11 匝，這里原邊匝數取為15 匝。

3.2 輸出電感設計

耦合電感濾波正激拓撲結構的輸出電感匝數比必須與主變壓器的副邊匝數比嚴格一致，否則將在輸出端產生嚴重的紋波電流，增大輸出電壓紋波[3]。

由于對主路+5.6 V 進行隔離反饋控制，則首先考慮+5.6 V 路電感設計，其額定輸出電流為3.4 A。根據紋波和瞬態響應的需要，一般使紋波電流值為負載電流的30%～40%，則輸出電感量為：

耦合電感選用鐵鎳鉬磁粉芯，鐵鎳鉬軟糍材料具有高飽和磁感應強度的特點，可以達到8 000 高斯以上，因此可以在大電流下工作而不飽和，也就使其具有優異的直流疊加特性；同時溫度特性好，在金屬磁粉芯中具有最好的溫度穩定性，機械強度好，能工作在-55～200℃的工作環境下，適合應用在軍用和高精密領域。

對于耦合電感，在選擇磁芯尺寸時，將所有的耦合電感支路折合到一個繞組上，根據總輸出電流按單線圈電感計算磁芯尺寸。

3.3 輸出電容設計

按照紋波所需電容量公式計算，此電源的輸出紋波要求小于80 mV，則：

結合實驗現象，+5 V 路實際輸出電容取為470 μF，可選用耐壓20 V 的鉭電容CAK45C-20 V-470 μF-F，同理±13.0 V 路實際輸出電容取為400 μF，選用耐壓25 V 的鉭電容CAK45C-25 V-100 μF-F 并聯。

3.4 開關管和二極管選型

主開關管Q1 和Q2 的最高電壓為輸入電源電壓，這兩個管子選用耐壓等級為200 V 的MOSFET 即可，選用IR 公司的IRFU15N20D，其耐壓200 V，額定電流17 A，導通電阻0.165 Ω。復位二極管D1 和D2 選擇肖特基二極管16yq150c，耐壓150 V。副邊整流二極管的最大反偏電壓為17 V，肖特基二極管16yq150c 滿足要求。

3.5 驅動電路設計

雙管正激拓撲中開關管Q1 和Q2 的開關動作一致，因此采用一個TC4420 芯片同時驅動上下兩個MOSFET管，如圖1 所示。為了保持時序一致，上、下管均采用變壓器隔離驅動，驅動變壓器可以采用環形鐵氧體磁環，選用798 廠的H7×4×2_R2KBD 軟磁鐵氧體環形磁芯，開關頻率為200 kHz 時，推薦的驅動變壓器電感量為1～2 mH。

圖1 驅動電路原理圖

4 反饋控制電路設計

4.1 磁反饋電路設計

采用磁反饋方式，可以分為4 個部分。電路1 為輸出電壓比較電路，電路2 為輸出電壓輸入電流求和反饋電路，電路3 為電流傳感器去磁電路，電路4 為輸出PWM 電路[4]。

由于電阻R6 上的波形反映了Vfb的波形，因此Vfb與Vref2比較也就相當于電阻R6 的電壓與Vref2相比較。當變換器的輸入電壓增加時，輸出電壓會隨之增大并高于參考電壓Vref1，輸入電流也會增加。運放A1 的輸出電壓降低，電流Ierr增大，電阻R6 上的直流電壓增大。由于變換器的輸入電流增大，電流變壓器T2 的線圈N2 的電流也隨之增大，電阻R6 上的交流電壓也增大。由于Vref2電壓固定，因此Q1 和Q2 的占空比會隨之減小，抑制了輸出電壓和輸入電流的上升。當輸入電壓減小時，此反饋電路又會增大Q1、Q2 的占空比，維持輸出電壓不變。

4.2 紋波調整器設計

主拓撲仍采用BUCK 結構。開關管最優的選擇為P-MOSFET，若采用N-MOSFET，其高邊變壓器驅動需要最大占空比限制功能，電路變得復雜；輸出電壓反饋型的BUCK，N-MOSFET 不適合放在低邊。紋波調整器每路的輸出電流不大，采用P-MOSFET 不會導致效率的損失，由于BUCK 輸入電壓不高，可簡單采用三極管推挽驅動。

5 輸入輸出保護電路設計

5.1 輸入過流保護電路

為了防止直流-直流變換器發生故障導致一次母線短路，輸入過流保護電路在DC/DC 過流時將一次母線與DC/DC 斷開，實現故障隔離，采用保險絲作為故障隔離的手段，在母線與輸入濾波器之間串聯此故障隔離電路。與保險絲串聯的電阻一般取為保險絲內阻的10 倍，提供保護備份，防止電流尖峰使DC/DC 被誤隔離。

5.2 輸出保護電路

輸出保護電路主要為+5 V 輸出過壓保護和±12 V輸出過壓保護，保護點為額定輸出的1.2 倍，本方案的輸出保護形式為：采樣輸出端電壓，一旦檢測到過壓信號，關閉紋波調整器，斷開副邊母線與負載的連接，并且對保護進行拴鎖，在過壓信號消失后，紋波調整器仍保持關閉。DC/DC 輸入重新上電時，保護復位。

+5 V 保護采用與±12 V 保護相同的原理，利用光耦實現輸出電壓的隔離檢測。

6 結論

本文探討了高精度高動態響應磁反饋隔離電源設計，以供參考。