基于移相控制的WPT系統恒壓輸出研究

沈術凱 高強 李志超

摘 要：針對磁耦合諧振式無線電能傳輸系統中負載變化或外部干擾會導致系統輸出電壓的急劇變化，引起系統整體性能下降、失去穩定等問題，以SS型諧振網絡拓撲結構為例，提出了一種基于移相調節原理的恒壓控制策略。該策略根據零電壓軟開關（ZVS）移相工作原理與諧振回路建模理論，推導出逆變器驅動信號移相角與系統輸出電壓的參數表達式，在負載電阻發生變化的情況下，通過調節逆變器驅動信號相位，從而可實現系統輸出電壓的恒定。仿真和實驗結果表明，該移相控制策略的控制器結構簡單，避免了繁瑣的參數計算和復雜的電路結構;在相同條件下，使用移相恒壓控制的閉環系統能夠解決負載突變時所引起的系統輸出電壓失穩的問題，對負載具有更好地適應性。

關鍵詞：移相控制;無線電能傳輸;恒壓控制;磁耦合諧振

磁耦合諧振式無線電能傳輸技術（Magnetically Coupled Resonant Wireless Power Transmission）是一種新型的電能傳輸技術，即用電設備以非接觸的方式從電網端取電并傳輸給用電設備的技術，該技術具有安全、高效等優點[1，2]。

在WPT系統的發展中，越來越多的問題顯現出來，尤其是系統對于負載的變化或擾動而隨之產生的系統輸出特性變化十分明顯，從而使WPT系統失去穩定而無法可靠地進行無線電能傳輸，因此必須對系統進行恒壓運行控制。在實際的WPT應用中，能夠對系統輸出進行調節的控制策略主要分為兩種，一是在發射端的逆變器前段串聯一個DC/DC變換器，通過改變輸入到逆變器的能量，達到調節接收端輸出的作用[3，4]，二是通過改變電路拓撲結構來實現系統的恒壓輸出[5，6]，但這兩種無疑增加了系統的體積和硬件開發成本，使系統的電路結構變得更加復雜，降低了系統效率和魯棒性。

綜合以上分析，本文基于移相控制策略設計WPT系統，拓撲結構采用SS型，工作模式為零電壓軟開關（ZVS）工作模式。其中，移相控制采用閉環控制策略，自適應系統參數的變化，對系統進行穩定輸出控制，達到恒壓的目的。

1 移相控制的WPT系統

目前的WPT系統主要有四種拓撲結構，即串聯（SS），串并聯（SP），并聯-串聯（PS），并聯-并聯（PP）[7]。SS拓撲是最常見的補償類型之一，并且已廣泛應用于各種無線電能傳輸系統，而且SS結構的串聯諧振與耦合系數和負載條件無關。因此本文使用SS型拓撲結構的WPT系統作為移相控制的控制對象。其系統框圖如圖1所示。

1.1 全橋逆變WPT系統

SS型WPT系統拓撲電路結構如圖2所示，其中，Ui為直流輸入電源，供給四個開關管工作，全橋逆變電路由四個開關管Q1-Q4組成，Q1、Q2組成超前橋臂，Q3-Q4組成滯后橋臂;上橋臂為Q1、Q3，下橋臂為Q2、Q4;D1-D4為續流二極管;開關緩沖電容為C1-C4;發射端串聯諧振回路由Lp、Cp組成，接收端串聯諧振回路由Ls、Cs組成;D5-D8構成整流電路，Cf為濾波電容;RL為直流負載。

左側采用發射端電路結構，發射端部分主要由直流電源、全橋逆變電路、補償電容和諧振網絡組成。右側為接收端部分，接收端線圈用來耦合發射端線圈發出的磁場能，轉化為右側的電能，然后，由二極管構成的無源整流器可以將感應電能轉換為直流電能以供給負載。此外，諧振補償電容用于補償發射端和接收端，以增強功率傳輸容量并提高效率。

1.2 移相控制方法的基本原理

圖2所示的WPT系統只是傳統的拓撲結構，該結構不能進行電壓調節，這意味著當負載發生變化時，負載輸出將產生極大的變化，而本文提出的恒壓移相控制方法，可以通過控制移相角實現對輸出電壓的調節。

移相控制策略下的WPT系統橋臂占空比d為[8]：

通過分析式（2）可知，Ui為系統輸入直流電源，電壓值為固定值，逆變器輸出電壓有效值Up只受移相角θ控制。因此，當接收端直流負載發生變化時，對逆變器開關管驅動脈沖移相角θ進行控制調節可以逆變器注入到發射端串聯諧振網絡的能量，從而調節接收端耦合到的能量，最后可以達到實現WPT系統負載輸出電壓恒定的目的，即恒壓移相控制。

當系統工作于穩定狀態下，此時不能忽略死區時間Td，假設系統只工作一個周期，在這一個周期內可以將系統的工作狀態分為10種[9]，各種狀態的分析如下：

在0～t0時刻，ip為反向電流，此時Q1和Q4關斷、Q3導通，ip流經D1;在t0時刻時，up電壓為零，Q1觸發脈沖S1的上升沿到來，Q1在此時刻被觸發導通，實現ZVS啟動。

（1）工作狀態1（t0～t1）。在t0～t1范圍，由于Q1和Q3導通、Q2和Q4關斷，Ui無法流通被阻斷在外，ip只能通過D1和Q3續流。此時間段的系統工作狀態為續流狀態。

（2）工作狀態2（t1～t2）。因為不能忽略死區時間，因此把死區時間作為一種工作狀態來分析，t1～t2這一時間段即為死區時間Td，在Td時間內，Q3的觸發脈沖S3在t1時刻為下降沿，Q4的觸發脈沖S4在t2時刻為上升沿，所以在Q4導通前Q3已在t1時關斷。但是由于保護電容C3的作用，Q3兩端電壓并不會發生突變，因此可以近似認為Q3在t1時刻實現ZVS關斷。在此時間段內，電流ip為反向，C3為充電狀態，C4為放電狀態。為保證電流ip能夠連續，C3需完全充電至電壓為Ui，C4將電量完全釋放至電壓為零。

（3）工作狀態3（t2～t2′）。在t2時刻，ip反向流過D4且在死區時間內up斜升，Td時間極短，因此可認為Q4在t2時刻實現ZVS導通，在t2～t2′范圍內，Q1和Q4為導通狀態，Q2和Q3為關斷狀態;電流ip為反向，流經Q1和Q4并對直流電源Ui進行放電，這種系統狀態稱為能量回饋狀態。

（4）工作狀態4（t2′～t3）。發射端諧振網絡電流ip在t2′過零點，t2′以后時刻ip換相，此時電流為正方向，直流電源Ui開始作為電源經Q1和Q4向發射端諧振網絡注入能量，此時的系統狀態為能量注入狀態。