基于GaN HEMT和平面變壓器的高效率諧振DC/DC變換器

陳子健，秦 偉，吳新科

（浙江大學電氣工程學院，浙江杭州 310027）

0 引言

在航空航天等領域，電氣系統正逐步取代液壓、機械以及氣動系統。由于負載種類多樣，這些應用中通常會存在多種不同電壓等級的直流母線。現代主流的民航飛機，如空客A380、波音B-787，以及一些戰斗機，如洛克希德-馬丁F-35，均采用了270 V的直流母線為部分子系統供電。而在航空電子設備等關鍵負載的供電中，28 V電壓母線成為主流選擇［1］。為了在不同直流母線間傳輸能量，需要高降壓比的直流/直流變換器作為接口。該變換器應具備體積小、重量輕、效率高的特性，以減輕航空航天設備的載荷，同時，該變換器應能實現不同母線間的隔離，以提高可靠性。

許多文獻已經對多種隔離DC/DC拓撲進行了深入的研究。傳統的單管拓撲，如反激［2］、正激［3］和正反激電路［4］器件數量少、結構簡單，較適合小功率應用場合，但低效率限制了這類拓撲在大功率場合的應用。雙有源橋（Dual-Active-Bridge，DAB）拓撲能夠在較寬工作范圍內實現開關管的零電壓開通（Zero-Voltage-Switching，ZVS），減小了電路的開通損耗；同時，該拓撲能夠實現功率雙向流動，且在輸入輸出電壓額定點能夠實現很高的效率［5］。另一類有源橋有源箝位（Active Bridge Active Clamp，ABAC）拓撲也較適合實現高降壓隔離變換，其特點是能夠減小低壓端口的電流紋波，減小對無源濾波器的需求［6-7］。但是，上述拓撲中開關管均是在較大電流時關斷，器件的關斷損耗較大，影響了高頻工作時的效率性能。

串并聯三元件諧振拓撲（LLC）能夠在全工作范圍內實現開關管的ZVS，且能在較大工作范圍內實現開關管的零電流關斷（Zero-Current-Switching，ZCS），還能降低副邊整流管的反向恢復損耗，使電路的開關損耗大為減小［8］，因而電路可以在較高工作頻率下保持很高的效率，有利于減小無源元件的體積。同時，由于氮化鎵（GaN）功率器件的導通特性更適合開通時電流較小的拓撲，采用諧振拓撲能夠避免動態電阻造成的較大導通損耗，更能發揮GaN器件低損特性［9］。因此，本文基于GaN功率器件，研究LLC諧振變換器的拓撲控制策略和變壓器磁結構的優化，以獲得可并聯的高效率DC/DC模塊。

1 半橋LLC拓撲及其工作特點

半橋LLC變換器的原理如圖1所示。根據電路的額定輸入電壓270 V、額定輸出電壓28 V，將電路的額定工作點設置在諧振點附近，設置變壓器的變比為5∶1∶1，以實現額定點效率最優。

圖1 半橋LLC變換器原理Fig.1 Schematic diagram of half-bridge LLC converter

半橋LLC在不同頻率下的典型工作波形如圖2所示。

圖2 半橋LLC變換器的典型工作波形Fig.2 Typical waveforms of half-bridge LLC converter

由圖2可見：電路在所有工作狀態下均實現了開關管的零電壓開通。當開關頻率小于諧振頻率時，電路還能實現開關管的零電流關斷，且與諧振點相比電路的增益升高；當開關頻率大于諧振頻率時，電路的增益與諧振點相比降低。因此，電路通過調整工作頻率可實現輸出電壓的穩壓。

2 矩陣變壓器結構及其繞組設計

2.1 變壓器副邊繞組匝數

在根據電路的電壓指標確定變壓器匝比后，需要確定變壓器繞組的匝數以進行變壓器繞組的設計。變壓器磁芯的磁通密度ΔB變化為

式中：Vo為輸出電壓；Ton為開關管的導通時間（可近似用開關周期的1/2表示）；Ns為副邊繞組匝數；Ae為磁芯中柱的截面積。變壓器繞組匝數直接影響了變壓器磁芯的磁密，而磁芯的磁密變化會決定磁芯的損耗密度。

因為現有商用模擬調頻芯片的輸出頻率不超過750 kHz［10］，考慮到電路的頻率調節范圍，所以將LLC電路的諧振頻率設計在250 kHz左右，對應選擇磁芯材料為DMR95。根據磁芯材料數據手冊中的磁損密度和磁密變化的關系曲線［11］，結合式（1），不同副邊繞組匝數下磁芯損耗密度隨Ae變化的曲線如圖3所示。

圖3 變壓器磁芯磁損密度與磁芯中柱截面積的關系曲線Fig.3 Relation curves of the magnetic loss density and the cross-sectional area of the transformer core

由圖3可見：當副邊匝數設置為2時可以極大地減小磁芯的損耗密度，因此，這里選取副邊匝數為2，則變壓器的匝數比即為10∶2∶2。當給定損耗密度為400 kW/m3時，可以確定磁芯中柱的截面積Ae為115 mm2。需要說明的是，根據不同的散熱條件，可以選擇不同的損耗密度，以實現變換器尺寸和損耗的折中。

2.2 矩陣變壓器結構

在低壓大電流輸出應用場合，通常變壓器副邊側的繞組以及副邊整流管需要多個并聯，以減小導通損耗。如圖4所示，在本文所針對的1.2 kW、28 V輸出場合，通常需要4～8個副邊整流管并聯，采用傳統變壓器結構的LLC電路中多個副邊繞組直接并聯且多個整流管直接并聯，這種直接并聯的方式存在繞組和器件的均流問題。此外，正如圖4中小橢圓所標識的，電路中存在多個高頻電流的匯流點，在高頻渦流效應的影響下會導致較大的損耗。

圖4 采用傳統變壓器結構的LLC變換器Fig.4 LLC converter with traditional transformer structure

文獻［12］提出了一種4柱矩陣變壓器的概念，如圖5所示，通過將單個變壓器分成4個單元變壓器，該方案實現了副邊繞組和整流管中電流的均分，有利于解決傳統變壓器結構中的均流問題和高頻損耗問題。同時，將4個單元變壓器合并到一個4柱磁芯中，可以提高變壓器的集成度。通過配置單元變壓器的電流方向，該4柱矩陣變壓器有兩種單元變壓器耦合方式，圖6以圖5中磁柱和I片連接部分的俯視圖給出說明，圖6中虛線為單元變壓器的電流方向，對應磁柱中的磁通方向分別指向和離開紙面，圖6中粗箭頭標識了I片中磁通的方向。圖6（a）為兩柱耦合方式，任意磁柱中的磁通方向只與其相鄰的一個磁柱相反，I片中的磁通密度為B。圖6（b）為三柱耦合方式，任意磁柱中的磁通方向與其相鄰的兩個磁柱相反，在I片不變的情況下，I片中的磁通密度為B/2。相較于圖6（a），圖6（b）耦合方式可以使I片的磁芯損耗極大減小［12］，因而本文采用了這一單元變壓器耦合方式。

2.3 矩陣變壓器繞組排布

一個10∶2∶2的變壓器匝數比，可以用4個匝比為2.5∶2∶2的單元變壓器構成，考慮到單個磁柱上無法繞制半匝原邊繞組，本文提出了用2個變壓器磁柱構建5匝原邊繞組的方法。

沿4柱磁芯的中軸線作圖示切面得到的剖面圖，如圖7所示。

圖7 變壓器繞組排布方式Fig.7 Winding arrangement of transformer

圖7（b）給出了柱1、柱2的繞組排布方式，如圖中柱箭頭所標識的，兩個磁柱中的磁通方向相反。變壓器繞組部分采用8層印制電路板（Printed Circuit Board，PCB），從上至下，第1～2層為第1個副邊繞組，兩層串聯為兩匝繞組；第3～5層為原邊繞組；第6～7層為第2個副邊繞組，兩層串聯為兩匝繞組；第8層用于放置器件，不用于實現變壓器繞組。圖7（b）中也給出了利用兩個磁柱構成原邊5匝繞組的方法，第3層PCB實現第1、4匝，第4層PCB實現第3匝，第5層PCB實現2、5匝。

為了更清楚地展示原邊5匝繞組的構成，3層原邊繞組排布的俯視圖如圖8所示。

圖8中給出了繞組標號及每匝繞組的電流流向，原邊繞組端口電流用ip表示。由圖8可見：在PCB第4層，由于PCB銅層圍繞兩個磁柱走線對稱，原邊電流ip在這一層中均分，繞組左側和右側分別流過一半的原邊電流。由法拉第電磁感應定律，記單元變壓器每匝繞組感生出的電壓為Vi，再根據能量守恒，單元變壓器上原邊繞組端的功率滿足下式

式中：VT為單元變壓器原邊繞組端口的等效電壓。

從式（2）進一步可得

圖8 變壓器原邊繞組排布俯視圖Fig.8 Top view of the primary winding arrangement of the transformer

式中：Ne=2.5為單元變壓器原邊繞組的等效匝數，故所提出的繞組排布方式等效構造了“半匝”繞組。

如圖8所示，虛線框所圈出的單元變壓器，本文構造的繞組排布在單個磁柱上形成了2.5匝的原邊繞組，且不同磁柱間繞組對稱性好，有利于提高不同單元變壓器的副邊繞組電流的均衡程度。

給定變壓器的繞組排布，通過變壓器的磁損和繞組損耗計算，選擇變壓器繞組寬度為5 mm，以使電路滿載時變壓器的總損耗在總功率的1.5%以內。

3 多模塊均流架構

多個模塊并聯可以提高系統的容量，并分散熱應力，但是，多個模塊并聯時必須保證模塊間的均流，否則有可能觸發電流偏大模塊的過流保護或者導致電流偏大模塊的損毀。

本文采用了自動主從均流法實現多模塊的均流，系統的均流架構如圖9所示，系統的均流部分通過商用均流芯片UCC29002來實現。可見，均流芯片的輸出ADJ連接到模塊的輸出電壓采樣部分，通過調節模塊的輸出電壓采樣來實現模塊的電流調節，進一步地實現多模塊的均流。

圖9 兩模塊并聯架構Fig.9 Parallel architecture of two modules

4 實驗驗證

為了驗證上述分析和設計的有效性，搭建了240～300 V輸入、28 V輸出，單體功率為1 200 W的半橋LLC電源模塊。半橋LLC模塊在不同輸入電壓下滿載輸出時的關鍵波形，如圖10所示。由圖10可見與分析一致，電路在所有工況下均實現了開關管的ZVS開通，當工作頻率為諧振頻率以及工作頻率低于諧振頻率時，電路還實現了開關管的ZCS關斷，電路的開關損耗很小。

電路的參數見表1，其中原邊開關管S1、S2采用了GaN HEMT。電路的諧振頻率為230 kHz，電路在不同輸出電壓、不同負載下的頻率變化范圍為170～360 kHz。

圖10 半橋LLC模塊不同輸入電壓下滿載輸出時的關鍵波形Fig.10 Key waveforms for full-load output of half-bridge LLC module at different input voltages

表1 樣機關鍵參數Tab.1 Key parameters of the prototype

樣機工作在諧振點、滿載輸出時的熱成像圖片如圖11所示。圖11中標注出了各個副邊整流管的溫度，可見整流管的溫度均在70～76 ℃之間，溫度較為均勻，驗證了所提出的變壓器繞組排布方式的均流效果。

圖11 樣機在諧振點滿載輸出時的副邊整流器件溫度Fig.11 Thermal graph of the subside rectifier when the prototype is fully loaded at the resonant point

通過將2個輸出1.2 kW的模塊并聯連接，并利用均流芯片實現模塊間的均流，兩模塊系統即可輸出2.4 kW的總功率。兩模塊并聯時的切載波形如圖12所示，圖12（a）為總負載電流從80 A切換到40 A時的關鍵波形，可見兩個模塊的輸出電流從40 A切換到20 A，兩個電流波形幾乎重合，模塊間的均流度良好，且在切載過程中，輸出電壓始終維持在28 V左右；圖12（b）為總負載電流從40 A切換到80 A時的關鍵波形，同樣地，電路在整個過程中保持了良好的均流度，且維持了輸出電壓的穩定。

兩模塊并聯系統在280 V輸入時的效率曲線如圖13所示，樣機實現了97.7%的峰值效率。需要說明的是，這一效率已經包含了電路控制部分的損耗。

圖12 兩模塊切載波形Fig.12 Load-step waveforms of two paralleled modules

圖13 額定280 V輸入時兩模塊并聯系統效率曲線Fig.13 Efficiency curve of two paralleled module system with rated 280 V input

5 結束語

本文研究了低壓大電流輸出的高效率LLC變換器的優化設計方法，基于矩陣變壓器的概念和平面磁元件結構，提出了半匝繞組的實現方法，所提出的繞組排布方式結構對稱，實現了多個副邊繞組間以及多個副邊整流器件間的均流，有利于提高整體的額定工作點的效率性能。本文還實現了多個模塊間的均流，提升了系統的功率容量，最后通過實驗證明了所提出方法的有效性。但本文對變壓器整體損耗的優化設計還不夠完善，因此，后續將基于有限元仿真研究變壓器的優化設計流程。