艦船特殊負載的電流型脈沖電源的設計與驗證

嚴民雄，陳瑞，王偉，王五桂，胡鍇

中國艦船研究設計中心，湖北武漢430064

0 引 言

隨著艦船綜合電力系統的發展，涌現了一大批瞬時大功率、暫態運行特點的特殊負載，這些特殊負載如果直接連接至電網，其瞬時高能量的釋放易對電力系統產生沖擊［1］，因此，特殊負載的供電保障性一直是近些年來研究的熱點問題。特殊負載基本上由其脈沖電源供電，而脈沖電源一般由初級電源、中間儲能系統和脈沖形成網路這3個部分組成。這其中中間儲能方式及放電拓撲極為關鍵［2］。中間儲能系統主要有電容型儲能、電感型儲能和旋轉機械儲能3 種形式。理論上，三者的儲能密度比為1∶10∶100。

迄今，對于電容型儲能系統的研究已較為成熟，但電容本身儲能密度較低，從而限制了其在實際系統中的應用；旋轉機械儲能方式的儲能密度大，為非靜止儲能，冷卻困難，需要一次性存儲多次脈沖的能量，而其最大缺陷是結構非常復雜且難以實施［3］；電感型儲能系統儲能密度較高，為靜態形式儲能，易于冷卻，因而成為近期研究的熱點之一［4］。

在初級電源方面，國內外學者和研究機構都是基于Meat grinder 和XRAM 這2 種基本電流脈沖壓縮拓撲開展對電感型儲能脈沖電源的拓撲研究，且目前的研究都只考慮儲能元件存儲一次脈沖的能量，以進行間隔式儲能及放電，并將脈沖電源模塊化，通過多電源模塊的協同工作產生負載需要的脈沖電流［5-6］。

Meat grinder 電路拓撲的基本原理是利用儲能電感之間的磁耦合瞬時轉移能量，從而形成脈沖電流［7］。該電路從原理上要求儲能電感之間的磁耦合越強越好，但從空心電感的設計和制造角度看，上述要求較難實現。實際系統中線圈之間的受力比較復雜，對線圈的機械強度要求較高。XRAM 電路的基本原理是電流倍增原理，電感通過從電流源串聯充電轉換為并聯放電，從而產生電流倍增效果［8］，該電路的關鍵在于若干開關的協調配合，控制較為復雜。關斷開關的關斷電流和耐受電壓的問題一直是電感型儲能脈沖電源拓撲設計的研究重點［9］。美國的先進技術研究所（IAT）在Meat grinder 拓撲的基礎上，引入電容用以回收漏磁和減緩電感電流的變化，形成了STRETCH meat grinder拓撲，成功減小了關斷開關的關斷電壓［9］。德國聯合實驗室（ISL）提出了ICCOS 關斷技術［10］，清華大學于歆杰課題組將其分別應用于XRAM 拓撲和STRETCH meat grinder拓撲并進行了改進，一定程度上解決了關斷電流和耐受電壓的問題［11-12］。該課題組還結合了2種基本拓撲的優點，提出單級嵌入STRETCH meat grinder 的XRAM 拓撲，該拓撲既具有STRETCH meat grinder 電流倍增系數高的優點，又具有XRAM 易于拓展的優點［13］。但鑒于Meat grinder 電路和XRAM 電路本身的原理特點，在實際工程中實現難度較大。

為了突破特殊負載上艦的供電保障性問題，將對面向特殊負載的脈沖電源儲能方式和拓撲設計進行研究。本文以某特殊負載的電氣參數和供電需求為例，結合實際供電需求及其快速響應大電流的特點，采用電容儲能作為初級電源，將電感型儲能作為中間儲能方式，形成儲能密度大的電容—電感混合儲能方式。通過拓撲設計，將傳統的電壓源型斬波電路改造成電流源型電路，利用電力電子開關器件來控制電流源供電路徑的瞬時切換，從而簡單有效地實現了頻率千赫茲級、幅值千安級脈沖電流的輸出，并通過電阻—電容—二極管（RCD）緩沖電路吸收主電路中的漏感，減小了主開關的關斷尖峰電壓。

本文將對主電路拓撲的工作原理進行分析，對儲能電容器組和儲能電感進行參數設計，并配置RCD 緩沖電路，通過仿真和試驗，驗證電源拓撲設計的有效性，用以為特殊負載上艦的供電保障性問題提供新思路。

1 電流型脈沖電源的設計

1.1 特殊負載的供電需求

特殊負載作為艦船電力系統的用電設備，可以等效為阻抗模型，其電氣參數如表1 所示。由表可見：由于集膚效應，負載的電阻隨著工作頻率的升高而增大；由于渦流效應，負載的電感隨著工作頻率的升高而略有下降。表2 給出了特殊負載的供電需求。

表1 負載電氣參數Table 1 Electrical parameters of the load

表2 特殊負載的供電需求Table 2 Power supply requirements of the load

1.2 電流型脈沖電源的供電方案

特殊負載要求的大電流為快速上升沿和下降沿的脈沖電流，為了減少特殊負載運行時對電網的沖擊，采用了簡單、經濟且成熟的電容型儲能器初級電源供電方案，如圖1 所示。該方案由電容器組的充電電路給電容器組充電，當充至特定電壓之后，斷開充電開關，電容器組就可以為脈沖電源供電。

圖1 基于電容器組初級儲能的可控脈沖電源原理圖Fig.1 Functional block diagram of controllable current-pulsed power supply based on primary stored energy by capacitors

1.3 電流型脈沖電源的拓撲設計及分析

表2 所示大功率脈沖電流型負載直接接入電網時會對電網產生沖擊，因此需考慮儲能形式和電力電子拓撲的設計。電容器組作為電壓型儲能裝置已較為成熟，但難以控制放電電流，使其具有時效性，故本文利用電感這種中間儲能裝置，將電壓型儲能形式轉換成電流型儲能形式，并進行相應的電力電子拓撲結構設計。該設計通過控制信號驅動絕緣柵雙極型晶體管（IGBT）及續流回路，從而形成特殊負載所需的脈沖電流，使其頻率和幅值等滿足要求。為了減少實際電路中寄生電感引起的關斷電壓對IGBT 器件的沖擊，還需配置相應的RCD 緩沖電路對關斷電壓進行吸收。具體框圖如圖2 所示。

為了符合表2 中特殊負載的供電要求，本文提出了一種基于buck 斬波電路改造后的電路拓撲，如圖3 所示，圖中Trig 為觸發信號。IGBT 作為主開關器件，其控制信號由控制器輸出。在此拓撲中，儲能電感Lr、續流電阻Rr和續流二極管Dr組成一個電流源。當需要輸出電流時，開通IGBT，強迫電流源切換到負載支路，從而實現負載電流的快速爬升。當不需要電流時，關斷IGBT，泄放電阻Rd和泄放二極管Dd組成一個放電時間常數很小的泄放支路來實現電流的快速下降。

圖2 Buck 斬波電路拓撲Fig.2 Buck chopper circuit topology

圖3 電流型脈沖電源主電路拓撲Fig.3 Main circuit topology of the current-pulsed power supply

電流型脈沖電源的工作過程可以被分為4 個階段：0～T0電流建立階段、T0～T1電流下降階段、T1～T2電流上升階段、T2～T3電流保持階段，其電流響應時序圖如圖4 所示。電流建立階段是第1 個階段，而其他3 個階段則在電流型脈沖電源工作的0.3 s 內依次循環進行。考慮到負載電阻Rc較小，為簡化主電路拓撲分析，忽略了該電阻。

式中：I1為脈沖電流幅值，A；icoils為負載線圈電流，A；T0為儲能電感充電時間，s；Uc為電容器組起始電壓，V；Lc為負載線圈電感值，H。

在電流建立階段，IGBT 接收到時間長度為T0的開通信號，儲能電容C 經Lr放電并建立icoils。電流的建立可以被看作如式（1）所示的線性增長過程。在此階段之后，電流型脈沖電源就可以被看作一個電流源，即可輸出和觸發信號為同頻率、同占空比的大電流脈沖序列。

圖4 電流型脈沖電源的電流響應時序圖Fig.4 Currentresponse graph ofcurrent-pulsed power supply

在T0時刻，IGBT 開始從控制器接收到觸發信號。在IGBT 接收到關斷信號后，Lr的電流ir(t)迅速切換至Rr所在支路維持電流，而icoils(t)迅速通過Rd所在支路泄放電流（圖4 中ir為經過IGBT的電流，iRd為經過Rd的電流，uTrig為觸發信號電壓值）。因為Rr比Rd小，所以icoils將會如式（2）所示呈指數下降到0，而ir將會在電流下降階段如式（3）所示下降到I2。

式中：τ1為負載續流支路時間常數，s；τ2為儲能電感續流支路時間常數，s；I2為儲能電感保持電流（脈沖過渡電流幅值），A；Ts為負載脈沖電流周期，s。

在電流上升階段，IGBT 接收到開通信號。續流電流iRr下降到0，而icoils上升至I2。因為上升階段時間較短，而且儲能電感也有維持電流的特性，所以在該階段ir可以被看做是常數I2。如式（4）所示，儲能電容電壓Uc和續流電流iRr與Rr的乘積均施加于LC上，因此icoils的上升時間小于電流建立階段對應的時間。

在電流保持階段，iRr已經下降至0，主電路回到電流建立階段時的電路形式。考慮到icoils將會和電流建立階段一樣從I2開始線性增長，可由式（5）可得到上一階段的電流上升時間ΔT。如果Rr按照式（6）配置，icoils在一個觸發信號周期TS之后會等于I1。考慮到儲能電容C 的電壓可在一個周期TS內基本保持穩定，ir便也可以維持在預設電流I1上下很小的紋波范圍內。因此，電流型脈沖電源將會在0.3 s 的運行時間內持續輸出幅值為1 kA、頻率為1～6 kHz 的脈沖電流。

式中，τ3為換流時間常數，s。

綜上，式（1）～式（6）量化了電流型脈沖電源的工作原理，可用于指導電流型脈沖電源的搭建和調試工作。從式（1）可以看出，預設電流I1與電流建立時間T0和Uc的乘積呈線性正相關。式（2）和式（3）則指出了足夠大的Rd可保證負載電流要求的下降時間Td，適當的Rr能夠使在每個周期內的電流幅值保持穩定。式（4）顯示出足夠高的Uc和I1與Rr可使脈沖電流上升時間ΔT 很短。從式（5）和式（6）可以看出，續流電阻應當進行合理配置以便電流型脈沖電源適用于不同頻率和不同占空比，并應基于如下準則：占空比D 越大，周期TS越大，所需要的Rr就應越小。

1.4 儲能電容和儲能電感器的參數設計

儲能電容的參數設計取決于電流型脈沖電源中電阻的耗能，電阻耗能大，儲能電容則在每個工作周期內需要儲存的能量就越大。在電源拓撲設計及分析中，Rc被忽略了，然而Rc，Rd和Rr將會造成存儲在電容中的電能有所損耗，從而在電源0.3 s 的運行過程中電壓有所下降，輸出的脈沖電流幅值也逐漸降低。根據電能傳導和轉化的關系，儲能電容一定要滿足式（7）。式（7）括號中的3項分別表示在IGBT 開通期間Rc的電能損耗、在IGBT 關斷期間Rr的電能損耗以及在IGBT 關斷期間Rc和Rd的電能損耗。實際上，在電流型脈沖電源的實現過程中還搭建了RCD 緩沖電路，其中也有電阻，因為緩沖電路中電阻損耗的電能較少，故此處忽略不計。

式中：f為脈沖電流頻率，Hz；η為儲能電容的電能損耗率。

由式（1）可推導出式（8）：

由此可知，對電流型脈沖電源而言，儲能電感一般選取較大的，以保證能存儲多次脈沖的能量，故起始充電過程可以近似線性化處理。儲能電感的大小決定了在固定的儲能電容起始電壓下，充電過程中電流的上升速率，同時決定了電流型脈沖電源運行過程中脈沖電流幅值的波動性。若儲能電感選取較大，脈沖電流幅值I1則會較穩定，在起始電壓不變的情況下，其起始充電過程更長；若儲能電感選取較小，在起始電壓不變的情況下，其起始充電電流爬升更快，但脈沖電流幅值波動較大。故儲能電感的參數設計需綜合考慮充電過程中電流的上升速率和脈沖電流幅值的波動性。

1.5 RCD 緩沖電路的配置

由于特殊負載需實現幅值為千安級、上升和下降時間為100 μs 的供電需求，所以電力電子器件均需耐受10 MA/s 的脈沖電源電流變化率。而在實際電路中存在寄生電感，包括主回路電感L1、續流電阻寄生電感L2和泄放電阻寄生電感L3。故搭建時還需考慮配置相應的RCD 緩沖電路對關斷尖峰電壓進行吸收，以減少關斷尖峰電壓對IGBT 器件的沖擊。圖5 所示為電流型脈沖電源的實際電路圖。在IGBT 關斷的瞬間，由于寄生電感的作用，IGBT 兩端會形成很高的關斷尖峰電壓，RCD 緩沖電路中的緩沖電容C1和緩沖二極管D1則可以形成一個吸收支路來減小關斷尖峰電壓；而在IGBT 開通的瞬間，緩沖電容C1、緩沖電阻R1和IGBT則會形成一個支路進行關斷電壓釋放。因此，關斷電壓就可以周期性地被RCD 緩沖電路吸收。圖5 中，iC1為經過C1的電流；iL1為經過L1的電流；uC1為C1的兩端電壓；uT為IGBT 兩端電壓。

圖5 電流型脈沖電源實際電路圖Fig.5 Circuit diagram of current-pulsed power supply in practice

2 仿真和試驗驗證

采用電流型電容—電感混合儲能方式，將傳統的電壓源型斬波電路改造成了電流源型電路，利用電力電子器件和續流回路來控制存儲于電感中的能量，實現頻率千赫茲級、幅值千安級的脈沖電流輸出，將脈沖電流的上升和下降時間控制在100 μs 以內，并利用RCD 緩沖回路的配置，解決了實際電路中存在的寄生電感和10 MA/s 的電流變化率導致對電力電子器件的沖擊問題。為了驗證儲能和脈沖電源的設計，本文利用Matlab/Simulink 軟件進行了仿真計算，搭建了如圖6 和圖7 所示的電路及電源實物，各元器件的參數如表3 所示。其中，主開關器件選用了反向重復峰值電壓為3 300 V、連續正向直流電流為1 500 A、型號為FZ1500R33HE3 的IGBT。仿真和試驗結果如圖8 所示。其中，圖8（a）、圖8（c）、圖8（e）為利用Matlab/Simulink 軟件電路仿真的結果，圖8（b）、圖8（d）、圖8（f）則為搭建電源實物后進行試驗驗證的結果。

圖6 電流型脈沖電源Matlab/Simulink 仿真電路圖Fig.6 Matlab/Simulink circuit diagram of current-pulsed power supply

圖7 電流型脈沖電源裝配圖Fig.7 Assembly diagram of current-pulsed power supply

在保持仿真和試驗初始條件一致的情況下（即儲能電容起始電壓Uc=280 V、控制信號為起始建立電流時間T0=2.5 ms、頻率為1.85 kHz 的方波脈沖、電源運行時間T=150 ms），對仿真和試驗結果進行了對比分析：

1）如圖8（a）和圖8（b）所示，在電源接收到觸發脈沖信號的150 ms 內，仿真和試驗結果顯示電源均響應控制信號并產生了脈沖電流。但對比仿真與試驗結果中的全運行周期參數（見表4），Uc，Ir，緩沖電容尖峰電壓Us的幅值基本一致。Uc表征了電壓型初級儲能裝置所存儲的能量，Ir則表征了電流型中間儲能裝置所存儲的能量，而Uc則表征了IGBT 關斷過程中RCD 緩沖電路所吸收的能量。

表3 電流型脈沖電源各元器件參數數值Table 3 Component parameters of current-pulsed power supply

圖8 電流型脈沖電源仿真與試驗結果Fig.8 Simulation and experimental results of current-pulsed power supply

表4 電流型脈沖電源仿真與試驗結果對比Table 4 Simulation and experimental result comparison of current-pulsed power supply

2）如圖8（c）和圖8（d）所示，仿真結果和試驗結果均顯示了電源需要2.5 ms 的電流建立時間，如表4 所示，在該時間段內，仿真和試驗中該階段的電流爬升速度di/dt基本一致，約為0.48 A/μs。根據式（1），將電流建立過程線性化處理，可以得出di/dt≈0.63 A/μs，但在實際電路中，電流建立過程呈現出指數上升的趨勢，其爬升速率由儲能電感、負載線圈電感值和負載線圈電阻值共同決定。在理論分析中，由于忽略了負載線圈電阻值的影響，故分析得出的電流爬升速率比仿真和試驗結果要大。

3）如圖8（e）和圖8（f）所示，在電源穩定工作期間，電源輸出電流是與控制信號同步的準方波電流。試驗和仿真結果均顯示脈沖電流上升時間ΔT≈80 μs，而根據式（5）分析，按照D=50%，頻率取f=1.85 kHz，Uc=280 V，則可得出ΔT≈100 μs。而實際電路中，在電源穩定工作期間，Uc＜280 V，故實際電路中脈沖電流的ΔT＜100 μs。試驗和仿真結果均顯示脈沖電流的下降時間Td≈80 μs，按照工程經驗，該電流下降時間約為泄放回路時間常數的3～5 倍。按照泄放回路負載線圈和泄放電阻阻抗參數計算得出泄放回路的時間常數為24.94 μs，按照3 倍的時間常數計算可得出電流的Td≈80 μs。

3 結 語

本文以某特殊負載的電氣參數和供電需求為例，結合實際的脈沖供電需求快速響應大電流的特點，對初級儲能選用成熟的電壓型儲能方式——電容器組，而中間儲能選用儲能密度較大的電流型儲能裝置——電感器組，并存儲多個脈沖的能量，設計了一種基于電容—電感混合儲能的電流型脈沖電源拓撲結構，簡單有效地實現了頻率千赫茲級、幅值千安級的脈沖電流輸出。通過RCD緩沖電路吸收主電路中漏感的能量，有效減小了快速響應的10 MA/s 電流型脈沖電源電流變化率對電力電子器件的沖擊。最后，通過仿真和試驗驗證了電流型脈沖電源設計的有效性。

本文面向特殊負載并基于電容—電感混合儲能的電流型脈沖電源設計進行了研究，為特殊負載上艦的供電保障性問題提供了新思路，但該電源目前只輸出千安級脈沖電流，若要達到更大的脈沖電流，則需要考慮將脈沖電源模塊化，以及多電源模塊協同工作，而這將是下一步研究的方向。