一種寬帶Ka頻段上變頻模塊的設計與實現

劉伯文，梁劍鋒，崔 平

(中國電子科技集團公司第五十四研究所，河北 石家莊 050081)

0 引言

衛星通信采用微波頻段，且一顆衛星上可設置多個轉發器，故通信容量大。以前衛星通信的常用頻段是C頻段和Ku頻段，可用帶寬為500 MHz，近年來正在向Ka頻段甚至40～60 GHz高頻段發展[1]，Ka頻段衛星通信因其具有可提供帶寬大、通信容量大、波束窄和終端尺寸小等特點，軌道平面內可容納的衛星多和抗干擾能力強等優勢成為未來衛星通信的必然趨勢[2]。

Ka頻段發射機作為衛星地球站發射系統中的核心設備，其將上變頻功能和功率放大功能集成在一起。其中，Ka頻段上變頻模塊實現將中頻信號上變頻為Ka頻段信號的功能，文獻[3-4]實現了中頻信號到Ka頻段信號的上變頻，但Ka頻段信號帶寬較窄。本文提出的Ka頻段上變頻模塊將C頻段中頻信號(2.0～4.0 GHz)上變頻為Ka頻段信號，Ka頻段信號包括中繼頻段(25.0～27.0 GHz)和通信頻段(29.0～31.0 GHz)，國內外尚無同類產品。

1 Ka頻段上變頻模塊總體設計

Ka頻段上變頻模塊設計應遵循以下原則：

① 變頻方案選擇：優先選擇一次變頻，如果一次變頻不能滿足，再選擇多次變頻[5]；

② 本振頻率選?。菏紫龋菊耦l率應滿足相噪指標要求，這就要求該本振頻率可采用較高的鑒相頻率；其次，本振頻率不能使輸出帶寬內產生較大的相關或無關雜散；

③ 器件選?。航Y合整機功能和性能要求，選擇合適的器件(放大器、衰減器等)；

④ 鏈路指標分配：當組合雜散不可避免時，要注意對鏈路增益進行合理分配。

結合以上原則，Ka頻段上變頻模塊最終采用一次變頻方案，原理框圖如圖1所示。首先，高通濾波器將10 MHz參考信號和C中頻信號隔離開來，10 MHz信號經過參考鏈路支路后為本振電路提供參考信號；C中頻信號經過數控衰減器、模擬衰減器、放大器和衰減器后與本振信號進行混頻，得到Ka頻段信號；最后，Ka頻段信號經過放大器、隔離器和濾波器后，輸出到發射機的驅動放大器。

中繼Ka頻段對應的鏈路為低本振，通信Ka頻段對應的鏈路為高本振。這樣，不僅滿足指標要求，且輸出Ka頻段信號不需要進行分段濾波，節省了空間和成本，提高了可靠性。

圖1 Ka頻段上變頻模塊原理

2 關鍵電路實現

2.1 參考鏈路方案

參考鏈路的核心是參考鎖相電路，如果采用10 MHz作為參考信號直接鎖定Ka頻段本振，由于倍頻次數較高，相噪遠不能滿足指標要求，最終確定的方案框圖如圖2所示。輸入信號中包含了C中頻信號與10 MHz參考信號。首先，通過LC帶通濾波器將10 MHz預選出來；其次，通過低通濾波器濾除遠端雜波，帶通和低通濾波器也起到增大參考信號與C頻段信號隔離度的作用；然后，10 MHz信號進行放大，以達到鎖相晶振的輸入參考電平要求；最終，10 MHz作為參考信號輸入到鎖相晶振，晶振輸出100 MHz，其作為本振電路的參考信號。該100 MHz信號倍頻到Ka頻段后，相噪滿足指標要求。

圖2 參考鏈路原理

2.2 頻率合成方案

頻率合成方案主要分為3類：直接頻率合成、鎖相頻率合成(PLL)和直接數字頻率合成[6]，其中PLL又分為單環方案[3]和多環方案[7]。本文采用單環PLL+倍頻的方案，如圖3所示。

圖3 本振原理

單環PLL采用基于HMC704的鎖相合成技術，鎖相環的參考信號為100 MHz，環路濾波器為有源低通濾波器，VCO輸出頻率范圍11.0～11.5 GHz。單環PLL輸出11.0 GHz和11.5 GHz兩個頻點，其需要進行放大以達到倍頻器的驅動電平。

文獻[8]中設計了輸出頻率為26.5～40 GHz的二倍頻器，但其體積較大，且不能實現三倍頻的功能，文獻[9]中將五倍頻器應用到本振電路中，但不具備同時二倍頻和三倍頻的功能。在此Ka頻段上的變頻模塊中，倍頻器選用MMIC-1芯片，這款芯片可以作為放大器或倍頻器使用，區別在于柵壓Vg和Vg1的選取。當用作倍頻器時，其兼具了二倍頻器和三倍頻器的功能，11.0 GHz和11.5 GHz兩個本振頻點分別通過三倍頻和二倍頻得到了33.0 GHz和23.0 GHz的本振信號。MMIC-1供電示意如圖4所示。

圖4 MMIC-1供電示意

2.3 開關濾波方案

本振倍頻輸出含有基波和高次諧波頻率，需要從眾多頻譜分量中提取出2次分量(23.0 GHz)或3次諧波分量(33.0 GHz)，且為了消除不同次諧波分量的相互干擾，本振信號最終采用開關分段濾波的形式，如圖5所示。

圖5 開關濾波示意

開關選用單片集成反射式單刀雙擲開關BW129，能夠提供大于25 dB的隔離度和小于2.5 dB的插入損耗。

濾波器采用薄膜工藝，在厚度10 mil，介電常數9.8的陶瓷板上制作，制作流程包括基板清洗、濺射、光刻、電鍍、去膠和刻蝕等工序[10]。要嚴格控制加工過程中的誤差，因為當誤差達到一定程度，電路性能會惡化[11]。微帶濾波器常采用平行耦合線結構[12-13]和交指型結構[14]，考慮到在陶瓷板上加工過孔困難，本文采用平行耦合線結構。利用仿真軟件Ansoft Designer和Ansoft HFSS對模型進行協同仿真和優化。二倍頻濾波器中心頻率為23.0 GHz，三倍頻濾波器中心頻率為33.0 GHz，2種濾波器仿真曲線如圖6和圖7所示。

圖6 二倍頻濾波器仿真曲線

圖7 三倍頻濾波器仿真曲線

2.4 微帶—波導過渡方案

考慮到末端波導隔離器和波導濾波器均為波導接口，而Ka頻段放大器輸出為薄膜微帶電路，所以需要在模塊末端添加微帶—波導過渡結構。常見的微帶—波導過渡結構包括：階梯脊波導過渡、耦合探針過渡[15]和對脊鰭線過渡[16]等。階梯脊波導結構加工復雜，損耗較大；耦合探針結構因波導出口方向與微帶電路方向垂直，與實際使用要求相沖突；而對脊鰭線過渡結構簡單，成本低，輸入輸出信號方向一致，符合工程需要，最終選擇對脊鰭線過渡作為過渡模型。微帶—波導鰭線過渡結構如圖8所示，運用仿真軟件Ansoft HFSS對模型的傳輸(S21)和駐波(S11)性能進行仿真，仿真曲線如圖9所示。

圖8 微帶—波導鰭線過渡結構

圖9 鰭線過渡仿真曲線

2.5 測試結果

在常溫(+25 ℃)、低溫(-40 ℃)和高溫(+70 ℃)下，用SK3325直流電源、Anritsu 54147A標量網絡分析儀、Agilent E8257D信號源和Agilent N9030A頻譜儀對模塊進行了全面測試。其中相位噪聲測試曲線如圖10所示，實測結果與仿真結果基本一致。

圖10 模塊相位噪聲曲線

該模塊的本振頻率可在23.0 GHz和33.0 GHz兩個頻點間切換，使得輸出頻率范圍覆蓋了中繼頻段(25.0～27.0 GHz)和通信頻段(29.0～31.0 GHz)，而文獻[3]只覆蓋了通信頻段(29.4～31.0 GHz)；得益于參考信號的處理，輸出信號在100 kHz處的相位噪聲指標優于-100 dBc/Hz，與文獻[4]相比有明顯改善。

3 結束語

本文提出了一種寬帶Ka頻段上變頻模塊的設計方案，模塊的實測結果進一步驗證了設計的可行性。該模塊已在工程中得到應用，性能穩定可靠，有廣泛的應用前景。在該模塊方案的基礎上，外加多環的頻率合成方案，可實現Ka頻段輸出信號帶寬更寬、相噪更低的上變頻模塊。