水聲FBMC通信的雙向判決反饋均衡研究

楊定康，王 彪

(江蘇科技大學 電信學院，江蘇 鎮江 212003)

0 引 言

近年來，由于頻譜資源的稀缺和日益增長的傳輸速率要求，高速水聲通信成為研究熱點，受到了廣泛關注。艦船通信、水下航行器（AUV）的信息交換、水下信息的傳輸與探測均為其重要研究方向；而多載波調制系統也理所當然地成為了高速水下通信系統的首選。FBMC傳輸技術因為其頻譜利用率高、傳輸速度快等優點受到了研究者的重視。FBMC傳輸技術由Saltzberg, Chang, Weinstein和Bingha等在20世紀70年代提出[1]，并逐步受到關注。近年來，陸續將該方案應用于陸上和水下無線傳輸系統，獲得了相應的仿真結果。文獻[2-4]主要是針對水聲FBMC系統的搭建和仿真。雖然多載波通信可以通過將信號調制到相應的子載波上，從而在一定程度上減少碼間串擾的影響；但是，水聲信道因為多徑長度長、稀疏性強，依舊會對通信系統造成不小的影響。所以，均衡技術的研究對于水下高速通信來說是十分重要的。文獻[5]采用被動時間反轉鏡（PTRM）對時變水聲信道下單載波信號進行了均衡，結果表明，PTRM能夠有效壓縮信道多徑長度。文獻[6]采用頻域判決反饋均衡算法對多載波系統進行仿真，獲得了一定的效果。文獻[7]采用多通道判決反饋的方法對移動水聲通信系統進行信號復原，實驗結果表明，該方法有著不錯的分集接收性能，對系統的均衡效果良好。本文基于水聲FBMC的通信系統，提出被動時間反轉和雙向判決反饋相結合的均衡方法。首先采用被動時間反轉進行稀疏信道壓縮，然后通過雙向判決反饋均衡器消除碼間干擾，降低誤碼擴展，仿真結果表明該方法有著良好的均衡性能，能夠有效降低誤碼擴展，對于水聲FBMC通信系統接收端信號的復原性能有著較好的提升。

1 系統原理

根據文獻[2]中的FBMC系統模型可知，FBMC水下高速通信系統經過QPSK映射之后的復數符號的實部和虛部經過分離之后，通過EGF（擴展高斯函數）濾波器進行脈沖成型，然后再調制到不同的子載波上進行信號傳輸。等效基帶信號的離散形式可以表示為：

由于FBMC水聲通信系統中采用獨特的脈沖成型濾波器，能夠很大程度上減少子載波之間的干擾（ICI），同時也降低了系統對多普勒頻移的敏感性，適合于水下高速通信系統的傳輸。所以，ISI（碼間串擾）成為了影響系統誤碼性能的一大因素。

2 聯合被動時間反轉的雙向判決反饋均衡器原理

水聲FBMC接收端流程如圖1所示，接收信號先經過被動時間反轉壓縮信道的時頻特性，串并轉換后經FFT和脈沖成型濾波，然后在頻域進行雙向判決反饋均衡，最后進行星座逆映射，解碼得到接收比特。

圖1 水聲FBMC接收端被動時反和雙向判決反饋聯合均衡流程圖Fig.1 Flowchart of joint equalization combing passive time reversal and bidirectional decision feedback for underwater acoustic FBMC receiver

雙向判決反饋均衡器，是由H.Suzuki和S.Ariyavisitakul在1990年提出，并首次應用于無線高速移動通信中。結果表明，雙向判決反饋均衡器能夠利用時間反轉后的信道的差異性來降低判決反饋均衡器（DFE）的誤碼擴展特性，能夠獲得較好的均衡性能。

圖2顯示的是聯合被動時間反轉的雙向判決反饋均衡器的結構圖，從圖中可以看出，接收端信號經過被動時間反轉鏡的壓縮信道處理之后得到信號，分別經過正向濾波器和反向濾波器（先經過時間反轉器，再通過正向濾波器）進行均衡處理，最后將兩路信號進行合并。其中，和表示的前饋濾波器的抽頭系數；和為反饋濾波器抽頭系數；和為正向和反向均衡后的信號；和為硬判決后的信號；最后，和分別為合并及判決后的信號。

圖2 聯合被動時間反轉的雙向判決反饋均衡器Fig.2 Joint equalizer of passive time reversal and bidirectional decision feedback

最后合并雙向判決反饋輸出信號為:

目前，合并方式主要有2種：雙向任意合并和雙向最佳選擇合并。雙向任意合并是雙向最佳選擇合并的特殊情況，任意選擇兩路信號中效果好的進行輸出；而雙向最佳選擇合并則是選擇兩路合并的最佳系數以達到最佳的合并效果。本文基于被動時間反轉鏡對信號進行預處理，信道經過時反壓縮具有一定的對稱性，當的情況下，具有較好的合并效果。

3 仿真結果及分析

本節針對水聲FBMC系統進行仿真并采用本文所述方法進行接收信號的處理。系統仿真參數如下：發送端信息碼為20480bit，采用QPSK進行映射，子載波數為512，分為10幀發送，信號的幀結構如圖3所示。信號通過線性調頻（LFM）進行同步，在信息碼的前后需要插入1024bit的訓練序列（共512個符號），每幀發送信號的信息碼為2048bit。

圖3 發送信號的幀結構圖Fig.3 Diagram of transmitted signal frame

信道部分采用如圖4所示的水聲離散稀疏特性信道，其特點為稀疏度大，多徑延時長，信道主徑易受其他多徑影響。

接收端部分采用被動時間反轉鏡、基于RLS算法的雙向DFE和雙向最佳選擇合并方式進行處理。正向和反向判決反饋均衡器的參數相同，前饋濾波器長度為，反饋濾波器長度為，遺忘因子=0.995，采用硬判決方式進行判決，獲得處理后的結果如下。

圖4 水聲信道響應函數Fig.4 Acoustic channel response function

圖5 不同信噪比下不同均衡方法誤碼率性能比較Fig.5 Comparison of BER performance for different equalization methods at different signal-to-noise ratios

從圖5可以看出，雖然PTRM在信道壓縮方面有著良好的性能；但信道環境噪聲復雜的情況下，PTRM性能受到了影響，通信系統誤碼率依舊較高；結合判決反饋濾波后，均衡性能有了部分提升，但仍受到誤碼擴展的影響。在此基礎之上，結合雙向判決反饋濾波后，均衡性能又有了進一步的提升。如表1所示，SNR=15 dB時，與僅使用PTRM的均衡方法相比，PTRM和Bi-DFE聯合的均衡效果有著接近一個數量級的效果提升；與PTRM+DFE的均衡方法相比也有著不俗的性能提升。結果表明，被動時間反轉和雙向判決反饋的聯合均衡方法能夠有效降低通信系統的誤碼擴展，提高水聲FBMC通信系統的傳輸正確性。

表1 SNR=15 dB時不同均衡方法誤碼率Tab.1 BER performance of different equalization methods at SNR=15 dB

4 結 語

被動時間反轉鏡對復雜水聲信道有著良好的信道壓縮性能；但是，被動時間反轉會引入探測信號、環境噪聲等干擾。所以，被動時間反轉后的均衡濾波是必不可少的。判決反饋濾波均衡性能雖好，但存在著誤碼擴展的缺點。本文提出的被動時間反轉和雙向判決反饋聯合的均衡方法能夠有效地降低被動時間反轉和判決反饋均衡器的誤碼擴展，提高水聲FBMC通信系統的誤碼性能。仿真結果表明，對于水聲FBMC通信系統來說，雙向判決反饋和被動時間反轉聯合的均衡方法相比于被動時間反轉和判決反饋結合的方法，能夠有效降低誤碼擴展，有著較大的誤碼性能提升。