電流型PWM整流電路功率控制研究與應用

張文臣 趙愛明 張行 李國君 張梓軒

摘 要：為了達到使傳統開關型器件在光伏發電系統中結合物聯網技術對防逆流控制器在非線性情況下對瞬時功率連續可調的目的，采用電流型PWM整流器拓撲結構，提出通過脈沖寬度調制調節輸出功率的方法。通過Matlab/SimuLink單相電流型PWM整流電路仿真模型實驗可知，在脈沖寬度固定的基礎上調節頻率，改變電感和電容之間諧振點，達到單位功率因數，并得到網側功率因數的影響因素。

關鍵詞：光伏發電;物聯網;單相電流;PWM整流功率;可調單位功率因數;LC濾波

中圖分類號：TP271文獻標識碼：A文章編號：2095-1302（2019）10-00-04

0 引 言

靜止變流器在不間斷電源、變速驅動和光伏電池儲能系統中得到廣泛應用[1]。變流器通過維持直流側電壓恒定，從而使得電流諧波含量達到功率因數為1的控制目的[2]。分布式光伏發電系統中的防逆流控制器利用物聯網技術，在家庭與小型工廠等對熱水需求比較規律的場合進行熱水加熱功率連續調節控制。

針對傳統開關型可控硅調節功率存在瞬時功率連續不可調的問題[3]，文獻[4]在鋰電池儲能系統中設計了功率調節系統拓撲結構，其中包括升降壓斬波電路、電壓源型變流器、LCL濾波器，在基于規則的功率優化控制策略下，使得電池組輸出功率基本穩定，控制器性能良好。文獻[5]利用脈寬移相調功與鎖相控制相結合的方法調節移相角改變輸出電壓、電流值，從而達到調節功率的目的。文獻[6]提出利用較寬移相角調節范圍的容性移相PWM調節輸出功率，但是移相角或脈寬的變化導致高次諧波無法消除，且在脈寬調窄時諧波含量仍然較大。文獻[7]提出基于階梯波合成技術的脈沖密度調制策略，降低高頻諧波逆變器輸出電壓的3次及5次諧波，進一步實現對感應電能傳輸系統輸出功率的控制。與傳統移相控制相比，有效降低了合成輸出電壓的諧波失真，且功率器件開關次數少，開關損耗小。文獻[8]提出諧波代替基波移相調功的方法調節輸出功率，解決了傳統移相調功在輕載時帶來的效率低的問題。文獻[9]提出單相變流器的直接功率控制方法，利用電壓外環通過PI控制器降低超調量，對采樣電壓進行修正，從而達到了諧波含量小及單位功率因數輸出的要求。

相比傳統可控硅調節功率方式存在的缺點，現有移相角調節功率電路雖然簡單，移相控制也較容易實現軟開關，但開關損耗較大。AC-DC單相變流器的功率控制方法可應用于諧波含量小、單位功率因數輸出和功率可連續調節的場合。分析比較幾種典型的功率調節方法，本文提出采用電流型PWM整流電路可連續調節功率的方法，通過調節頻率實現交流側的電感和電流發生諧振，從而降低諧波電流，進一步實現網側單位功率因數輸出的目的。

1 PWM整流電路結構分析

由主電路的拓撲結構可知，PWM整流器可分為電流型和電壓型兩類[10]。

1.1 電壓型PWM整流電路

單相電壓型PWM整流器電路拓撲結構如圖1所示。其中：Us，Is為交流側電網電壓、電流;Ls為交流側電感;Udc為直流側電壓;V1～V4為全控型功率開關管;VD1～VD4為依次并聯在V1～V4上的續流二極管;電容C為直流濾波電容，可降低直流電壓紋波。

將電壓型PWM整流電路與電流型PWM整流電路對比分析可知，電流型PWM整流電路具有輸入電流諧波含量少、網側可單位功率因數運行、直流側電壓從零可調，對輸出功率從零可調且控制電流更直接方便、動態響應更快以及擁有內在短路保護能力等優點。故本文對電流型PWM整流電路拓撲結構進行研究。

2 單相電流型PWM整流電路分析

電流型整流器又稱為降壓型整流器，與電壓型PWM整流器相似，電流型PWM整流器具有四象限運行能力[13]。

2.1 單相電流型PWM整流電路數學模型

電流型PWM整流電路降壓型整流器的等效模型如圖3所示。

在電壓Us（t）處于正半周時刻，由導通與關斷所得到的瞬時功率平衡可進一步推導出其降壓特性。在t =0時刻驅動V4導通、V2關斷，電源Us向負載供電，給直流側電感Ldc充電，直流側電流I0按指數曲線上升。每個開關管都串聯一個二極管，同時也保證了其電流流向。當t =t1時刻，控制V4關斷、V2導通，直流側負載經V2，V1二極管續流導通，直流側電感Ldc向負載供電，Ldc取值較大，使得直流側電流按指數曲線緩慢下降且脈動較小。同理，負半周時刻等效模型類似，不再贅述。

2.2 單相電流型PWM整流器工作過程分析

由于在同樣的開關頻率下，由單極性調制方式得到的交流側諧波電流水平更低[14]，因此本文選取單極性調制方式。

3 電路仿真

通過Matlab/SimuLink仿真軟件，在上述分析電流型PWM整流電路原理與時序控制的基礎上，搭建單相電流型PWM整流電路的模型，如圖6所示。

其中，各個功能塊用子系統封裝，主要包括PWM驅動信號產生模塊與單相電流型PWM整流橋模塊。系統仿真參數：交流側電網電壓220 V;頻率50 Hz;交流側濾波電感Ls=500 mH;濾波電容C=5 μF;直流側儲能電感Ldc=100 mH;直流側負載電阻RL=50 Ω;開關頻率10 kHz。

3.1 PWM控制時序對輸出功率的影響

通過改變脈沖寬度調節直流側輸出電壓得到直流側輸出功率值、交流側輸入功率值、比率大小，不同調制比下的功率值與比率見表1所列。調制比變化時，交流側的功率和直流側輸出功率也發生變化，對比分析調制比m在一定比率下的直流側輸出功率，比率相同，可知其線性度較好，且交流側輸入功率與直流側輸出功率的差值較小，由此可知單相電流型PWM整流電路的效率較高，輸出功率效率可達97%。

3.2 網側LC濾波器對功率因數的影響

網側電壓電流仿真波形如圖7所示。由圖可知，交流側電感與交流側電容所構成的LC濾波電路對網側電壓、電流的功率因數有較大影響。其中，當LC濾波器中的電容參數較小（C=0.5 nF）時，網側電流產生了大量諧波電流，不符合PWM整流電路下的功率因數要求。LC濾波器中電容或電感過大或過小都會使得網側電流與電壓之間產生相位差，從而降低網側功率因數。當電感較大（Ls=0.5 H）時，網側電壓相位超前于電流相位。當電容較大（C=50 mF）時，網側電壓滯后于電流相位，且電容過大將導致短路電流出現。調節頻率使得電感與電容發生諧振，網側電壓與電流同相位（cos=1），可達到單位功率因數輸出。因此，LC濾波器的參數影響網側功率因數，且LC發生諧振時得到網側電壓電流同相。

3.3 直流側電感對紋波的影響

直流側電壓、電流仿真如圖8所示。由圖可知，由于直流側電感Ldc的存在使得直流側電壓、電流的輸出含有一定的紋波，在單相電流型PWM整流電路調制比m =0.8，Ldc=0.02 H時可看出直流側電壓、電流在某一數值范圍內波動，在直流穩定量上有一定的交流量存在。直流側電感越小，得到的直流穩定量上的脈動就越大，因此Ldc應盡量取大些。

4 結 語

本文通過對單相電流型PWM整流電路的拓撲結構、數學模型及工作狀態分析，得到了對于單相電流型PWM整流電路的特點：

（1）在調制比相同比率下得到的直流側輸出功率比率k2相同，且處于線性變化狀態，可實現運用調節脈沖寬度的方法對直流側輸出功率進行線性調節。

（2）直流側電壓存在少量紋波，由直流側輸出功率與交流側功率之間的比值可得直流側輸出功率的效率約為97%。

（3）LC濾波器中電感、電容參數是網側功率因數的影響因素，通過調節頻率改變LC發生諧振得到網側電壓電流同相，可單位功率因數輸出。對于具體的LC濾波器中電感、電流參數及直流側電感參數取值不再詳述。然而，對于本文所提到的頻率調節方法還有待于進一步研究。

注：本文通訊作者為趙愛明。

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