一種X波段雙圓極化天線的設計

徐慧文 盛衛星 嚴彬云

(南京理工大學 南京 210094)

0 引言

微帶天線興起于上世紀70年代，現已成為多種通信、雷達系統中的關鍵器件。微帶天線剖面低、重量輕、成本小、易于集成，但傳統微帶天線帶寬窄，無法適應寬帶化的通信系統發展潮流。大量科研工作者提出了多種拓寬微帶天線帶寬的方法。

相比于線極化天線，圓極化天線傳輸的信號更穩定，能在霧、雨、雪等惡劣天氣下提高較好的信號傳輸。圓極化波不僅受電離層法拉第旋轉效應的影響小，還可以有效地降低多徑反射的干擾。圓極化天線可接收任意的線極化波，圓極化波也可以被任意線極化天線接收。因此，圓極化收發天線安裝姿態靈活。性能優異的圓極化天線廣泛應用于多種通信器件和系統，例如：北斗導航系統、氣象衛星等。旋向正交性是圓極化波的重要特性，圓極化波入射到對稱目標時，反射波變為反旋向的圓極化波。雙圓極化天線可通過切換不同饋電端口來輻射不同旋向的圓極化波，在雷達、衛星通信等領域有廣闊的應用前景。

近年來，雙圓極化天線的設計吸引了眾多學者的關注，多種雙圓極化天線結構積極涌現。其中，利用十字形、米字形縫隙耦合饋電的雙圓極化天線阻抗帶寬性能佳。然而，左、右旋端口共用一條饋線，提高兩個端口的隔離度是這類雙圓極化天線的一大設計難點[1-3]。在方形寬縫天線的地板上引入兩個對稱的L形枝節也可實現雙圓極化特性。雙圓極化縫隙天線具有雙向輻射特性，可獲得43.8%的圓極化帶寬但帶內增益較低[4]。多模饋電是構建雙圓極化天線的一種新方法，但是圓極化帶寬僅有1%[5]。周期排列的超表面單元也可應用于雙圓極化天線。超表面技術增大了雙圓極化天線的帶寬，但是單元天線尺寸較大，限制了天線的應用[6]。

陣列天線將一系列單元天線按照特定排列方式組合在一起。與單個天線相比，陣列天線的增益提高，作用距離顯著增大[7]。本文結合小型化寬帶耦合器和圓形貼片，設計了一種低剖面的雙圓極化微帶天線。通過切換饋電端口輻射左、右圓極化波。三分支定向耦合器能在較寬的頻帶內提供等幅正交的信號，極大地降低了工作頻帶內的軸比。另一方面，雙饋點技術增大了天線的圓極化帶寬[8]。進一步地，擴展單元天線為1×16的線陣，仿真十六元線陣的性能。

1 單元天線設計

雙圓極化單元天線主要由圓形貼片和三分支定向耦合器組成，借助HFSS15.0完成天線模型的仿真和優化。定向耦合器理論是單元天線設計的基礎，首先分析文中的小型化定向耦合器。

1.1 定向耦合器基本理論

作為一種常見的功率分配元件，理想情況下分支線定向耦合器的4個端口都是匹配的。若端口1為輸入端口，則同一側的端口4是隔離端口，沒有信號輸出。端口2、端口3輸出幅度相等、相位相差90°的信號，平均分配端口1輸入的信號。雙分支定向耦合器是最常用的分支線定向耦合器，結構簡單但工作帶寬有限。增大并聯枝節的數目可以極大地拓寬耦合器的帶寬，圖1展示了三分支定向耦合器的結構。

圖1 三分支定向耦合器

三分支定向耦合器具有對稱性，任一端口都可作為輸入端口，隔離端口為同側的另一端口；另一側的兩個端口為輸出端口，用奇偶模法可推出三分支定向耦合器的S參數矩陣。

傳統三分支定向耦合器的輸入、輸出端口間相距約1/2波導波長，無法滿足小尺寸單元天線的需要。在耦合器橫向的1/4波長線上并聯低阻抗枝節，采用T形等效法減小三分支定向耦合器的尺寸。圖2給出了小型化三分支定向耦合器的結構。

圖2 小型化三分支定向耦合器

微帶線、帶狀線定向耦合器廣泛應用于多種天線、通信器件，本文采用的是微帶線三分支定向耦合器。較之微帶耦合器，帶狀線耦合器增加了一層金屬地，結構更復雜且加工成本更高。

1.2 單元天線結構

圖3給出了雙圓極化單元天線的結構圖。小型化定向耦合器的兩個端口即為單元天線的兩個饋電端口。為了減少連接處的信號反射，運用漸變線構造三分支定向耦合器的中間枝節。定向耦合器另一側的兩個端口輸出幅度相同、相位相差90°的波，通過金屬化通孔連接至頂層的圓形貼片。進一步地，圓形貼片上生成兩個等幅正交的模式，即為單元天線輻射圓極化波的基本原理。耦合器切換饋電端口，圓極化波的旋向也隨之改變。單元的端口1饋電，端口2接匹配負載時輻射右旋圓極化波(RHCP)；端口2饋電，端口1接匹配負載時輻射左旋圓極化波(LHCP)。

圖3 單元天線示意圖

金屬化通孔是連通三分支耦合器和圓形貼片的關鍵結構。實際加工中，地板蝕刻出圍繞金屬化孔底層孔盤的隔離環，保證信號層與地板的隔離。隔離度是雙圓極化天線的關鍵性能，金屬化通孔與圓形貼片連接處的阻抗匹配對隔離度有顯著的影響。因此，金屬化孔的位置、孔徑、耦合器焊盤的大小、地板層隔離環的大小都影響了單元天線兩個端口的隔離度，需要綜合考慮這些變量以獲得最佳的隔離度性能。

圖3(b)給出了單元天線的側視圖。設計單元天線為階梯型結構，便于加固SMP連接器。加工過程中，壓合厚度相差較大的兩層介質基板，很可能會導致平整度降低。本文的單元天線由厚度0.762mm、0.508mm的RO 4350B和半固化片RO4450F壓合成上層介質基板，三分支定向耦合器印刷在厚度0.508mm的RO 4350B上。單元天線的厚度為2.694mm，約為0.09倍自由波長，具有低剖面，易共形的優點。

1.3 單元天線的仿真結果

明確重要結構參數對天線性能的作用，優化單元天線的阻抗匹配、隔離度和軸比AR，表1中列出了單元天線最佳的結構參數值，圖4給出單元天線的S參數仿真曲線。

表1 單元天線結構參數

參數R1R2R3W1W2W3W4W5L1L2L3L4L5取值(mm)3.800.900.851.100.241.050.390.504.592.306.2015.9013.77

觀察圖4(a)，滿足S12≤-10dB、S21≤-10dB的頻段為9.5～11.0GHz。S12、S21表征了兩個饋電端口之間的隔離度，只有兩個端口的回波損耗、端口間隔離度都優于-10dB的頻段是雙圓極化天線的工作頻段。觀察圖4(b)，在9.5～11.0GHz頻帶內，仿真得到S11≤-15.5dB、S22≤-15.7dB。因此，單元天線的工作頻帶為9.5～11.0GHz，相對帶寬14.63%。兩個端口的阻抗匹配性能非常好，反射到饋電端口的信號很少。另一方面，S11、S22曲線差異很小，變換饋電端口單元天線的增益變化小。

圖5給出了單元天線的軸比隨頻率變化的曲線。軸比是衡量圓極化天線性能優劣的重要指標。工作頻帶9.5～11.0GHz內，左旋、右旋圓極化波的軸比都小于2.04dB。單元天線輻射的圓極化波軸比較低，圓極化性能優越。

圖6給出了中心頻點10.25GHz的歸一化方向圖。輻射右旋圓極化波時，XOZ面和YOZ面的半功率波束寬度分別為98.5°、96.7°；輻射左旋圓極化波時，XOZ面和YOZ面的半功率波束寬度分別為97.8°、96.9°。9.5～11.0GHz頻段內，單元天線最高增益為5.4dBi。

圖4 單元天線的S參數

圖6 中心頻點的歸一化方向圖

圖5 單元天線的軸比

2 陣列天線設計

在已完成單元天線設計的基礎上，將單元天線排列成的十六元陣列。所有陣元等幅同相饋電，借助HFSS15.0仿真十六元陣列的性能。圖7給出了十六元陣列的結構圖。

圖7 十六元線陣結構圖

依據各個參數對單元天線的作用規律優化天線陣列，觀察陣列的回波損耗、隔離度、軸比和方向圖。圖8給出了十六元陣列的S參數。

觀察圖8(a)，每個單元左、右旋端口間隔離度都優于-10dB的頻段為9.6～10.9GHz。圖8(b)給出了十六元陣列每個端口的阻抗匹配性能。在9.6～10.9GHz頻段內，所有端口的回波損耗都優于-12.91dB，端口阻抗匹配性能較好。十六元陣列的工作帶寬為9.6～10.9GHz，中心頻點10.25GHz，相對帶寬12.68%。

圖8 十六元陣列的S參數

圖9給出了十六元陣列的軸比曲線，十六元陣列在工作頻段內的軸比小于2.61dB；右旋圓極化、左旋圓極化軸比曲線在9.6～10.9GHz相差很小，左、右旋端口的一致性好。

圖9 十六元陣列的軸比

圖10給出了十六元陣列在中心頻點10.25GHz處的方向圖。XOZ面和YOZ面的波束寬度分別為79.7°和5.76°；在工作頻段9.6～10.9GHz內，輻射右旋圓極化波時，十六元陣列的最低增益為16.74dBi，高增益為18.16dBi；輻射左旋圓極化波時，十六元陣列的最低增益為16.73dBi，最高增益為18.17dBi。

圖10 十六元陣列中心頻點的方向圖

3 結束語

本文設計了一種X波段雙圓極化微帶天線，運用小型化三分支耦合器對圓形貼片饋電，實現雙圓極化特性。仿真結果表明，單元天線S11(S22)、S12(S21)均小于等于-10dB的工作頻帶為9.5～11.0GHz，帶內軸比小于2.04dB，相對工作帶寬為14.63%。輻射右旋圓極化波時，測得XOZ、YOZ面的半功率波束寬度分別為98.5°、96.7°；輻射左旋圓極化波時，測得XOZ、YOZ面的半功率波束寬度分別為97.8°、96.9°。并將單元天線組成十六元線陣，仿真了陣列天線模型。十六元陣列工作頻帶為9.6～10.9GHz，相對帶寬為12.68%，十六元陣列工作頻帶內軸比小于2.61dB，最高增益為18.16dBi。