全差分可控增益射頻寬帶放大系統

楊光義， 魏天奇， 李杰潘， 雷 燈

(武漢大學 電子信息學院，武漢 430072)

0 引 言

隨著現代電子和通信技術的迅猛發展，通信系統的工作頻率越來越高，頻帶也越來越寬，射頻電路變得舉足輕重，尤其在無線通信、雷達探測和航空航天等高科技領域，射頻電路正在發揮著越來越重要的作用[1]。相比于低頻放大器，射頻寬帶放大器處于通信系統接收機的最前端，通常面臨信號弱、噪聲大、頻率高以及幅值跨度大等嚴峻挑戰，越來越成為決定系統性能的瓶頸所在[2]。為此，基于全差分放大和阻抗控制的思想[3]，本文設計了一套可控增益射頻寬帶放大系統，能夠實現40～130 MHz寬范圍內的射頻小信號無失真放大。

1 系統相關原理

1.1 全差分放大器原理

全差分運算放大器是一種差分輸入/差分輸出放大器，除了具有良好的共模干擾抑制能力外，同時能夠消除奇模干擾中的偶次諧波，還具有動態變化范圍大和有效抑制零點漂移等優點[4]。當輸入信號很小，同時信噪比很低的場合，全差分運算放大器的優越性尤為突出。圖1給出了單端運算放大器與全差分運算放大器電路模型。

(a) 單端運算放大器

(b) 全差分運算放大器

圖1 單端運算放大器與全差分運算放大器

圖1中，假設運算放大器正常輸出不存在截止失真，即uo+、uo-或uo能夠從umax變換到umin，則單端運算放大器輸出電壓uo的動態范圍為：

uop-p=umax-umin

(1)

全差分運算放大器輸出電壓uod的動態范圍為：

Δuod=uo+-uo-=2(umax-umin)=2uop-p

(2)

可見，全差分運算放大器輸出電壓動態范圍是單端運算放大器輸出電壓動態范圍的兩倍。

將全差分運算放大器輸出信號展開為統一的形式[5]：

uo+=a0+a1(ui-)+a2(ui-)2+a3(ui-)3+

a4(ui-)4…

(3)

uo-=a0+a1(ui+)+a2(ui+)2+a3(ui+)3+

a4(ui+)4…

=a0+a1(-ui-)+a2(-ui-)2+a3(-ui-)3+

a4(-ui-)4…

(4)

聯立(3)(4)得：

uod=uo+-uo-=2a1(ui-)+2a3(ui-)3…

(5)

式中，a0、a1、a2、a3、a4…為常數。可見，全差分運算放大器不僅能夠有效地消除共模干擾(如電源噪聲通常表現為共模干擾)，而且能夠消除奇模干擾中的偶次諧波。

設全差分運算放大器的開環增益為α(f)，則[6]：

uo+-uo-=α(f)(up-un)

(6)

un和up的兩點的電壓表達式為：

ui+(1-β1)+uo-β1

(7)

ui-(1-β2)+uo+β2

(8)

將式(7)、(8)代入式(6)，得到輸入/輸出間的關系為：

uo+(1+α(f)β2)-uo-(1+α(f)β1)=

α(f)[ui+(1-β1)-ui-(1-β2)]

(9)

在實際應用中，一般β1=β2=β，故電壓傳遞函數：

(10)

式中:uid=ui+-ui-為輸入差模電壓;uod=uo+-uo-為輸出差模電壓。

理想情況下α(f)→∞，即α(f)β>>1，則式(10)簡化為：

(11)

通過外接電阻R1、R2、R3和R4，可以配置全差分運算放大器的增益。

另外，全差分放大器還為很多應用場合提供了一種將單端信號轉換成雙端差分信號的有效途徑[4]，如圖2所示。

圖2 利用全差分放大器將單端信號轉換為差分信號

為了防止共模電壓UOCM在差分輸出端產生失調電壓，全差分放大器兩個輸入端的凈阻抗必須相等，即：

R3=R1+RS

(12)

式中，RS為輸入信號ui的源阻抗。

同時，反饋電阻值的計算公式為：

R2=R4=GR3=G(R1+RS)

(13)

式中，G為放大器增益。

為了降低系統功耗，同時降低系統的復雜程度，可以利用傳輸線變壓器代替全差分放大器，實現單端信號轉換成雙端差分信號的功能。

1.2 系統阻抗控制

為了讓信號在傳輸過程中不發生反射等現象，保證信號的完整性，盡可能降低傳輸損耗，需要在設計電路時充分考慮阻抗匹配[7]，同時考慮印刷電路板(PCB)的傳輸阻抗[8]。

為了使系統具有更好的兼容性，靈活地應用于其他場合，系統以50 Ω為特性阻抗進行設計，包括無源濾波器輸入/輸出阻抗、各級放大器輸入/輸出阻抗和PCB中高速信號傳輸線的特性阻抗均設計為50 Ω。如圖3所示為高速信號傳輸的微帶線模型[9]，W為微帶線寬度，h為介質基片厚度，εr為介質的相對介電常數。

圖3 微帶線模型

實際應用中，微帶線的特性阻抗Z0可用下式計算：

(14)

式中:εre為等效相對介電常數;

以4層PCB為例，板層分布為“信號層-地層-電源層-底層”，如圖4所示。信號線與地層構成微帶線，取εr=3.91，W=8.5 mil，h=5 mil，代入式(14)得特性阻抗：

Z0=56.73 Ω

(15)

印刷電路板制造加工時，εr和W可以根據阻抗測試儀實際測得的特征阻抗值調整，直到滿足Z0=50 Ω的要求。在工程實踐中，為了避免繁瑣的計算，利用PCB阻抗分析輔助工具SI9000，設置好計算模型和參數后，可以非常方便的求出特性阻抗[10]。

圖4 PCB板層及參數設置示例

2 系統方案設計

2.1 系統組成

全差分可控增益放大系統主要由輸入信號調理、全差分放大、信號輸出、控制和電源等模塊組成，系統組成框圖如圖5所示。

圖5中，輸入信號調理模塊由無源低通濾波器和單/雙轉換器組成，完成阻抗匹配、低通濾波和單端信號轉換為雙端差分信號的功能。全差分放大模塊包括固定增益放大和可控增益放大兩部分，固定增益放大和可控增益放大采用兩級全差分放大器，確保系統有足夠大的增益。信號輸出模塊由雙/單轉換器、無源帶通濾波器和射頻功率放大器組成，雙/單轉換器將全差分放大模塊的雙端差分信號轉換為單端信號，經無源帶通濾波器濾波，最后經射頻功率放大完成信號輸出。控制模塊主要由低功耗單片機MSP430F6638、LCD液晶屏、鍵盤和D/A轉換器TLV5616組成，單片機MSP430F6638從鍵盤獲取設置信息，驅動D/A轉換器TLV5616輸出相應的電壓信號，從而控制可控增益放大器實現系統增益調節，同時LCD液晶屏實時顯示系統工作狀態信息。電源模塊完成DC/DC轉換，產生系統正常工作所需的直流電壓。

圖5 系統組成框圖

2.2 系統增益分配

由于受到運算放大器增益帶寬積(GBW)的限制，單級射頻放大器往往不能像低頻放大器那樣設置很高的增益。為了在足夠寬的頻帶內有足夠大的增益可調范圍，同時保證系統的穩定性，系統采用多級放大器級聯，各級增益分配如圖6所示(同1.2節所述，各級放大器輸入/輸出阻抗均設計為50 Ω)。

圖6 系統各級增益分配

為了提高系統穩定性，合理分配各級增益，每一級放大器均留有適當的裕量。圖6中，固定增益放大采用ADL5565全差分放大器，增益設置為12 dB，可控增益放大采用ADL5330可變增益全差分放大器，增益變化范圍設置為-20～18 dB，雙/單轉換器選用ADT2-1T-1P傳輸線變壓器，增益設置為6 dB，功率放大選用RF2317射頻功率放大器，增益設置為15 dB。因此，理論上系統可控增益范圍為5～81 dB。

3 系統實現

由于本文的重難點在于射頻信號處理，限于篇幅，本文僅對輸入信號調理模塊、全差分放大模塊和信號輸出模塊展開。控制模塊以低功耗單片機MSP430F6638為核心，上電初始化后不斷掃描鍵盤，當鍵盤有輸入時，MSP430F6638獲取鍵盤信息，控制D/A轉換器TLV5616輸出相應的電壓信號，控制壓控增益放大器的放大倍數，同時在LCD液晶屏上顯示系統工作狀態信息，具體電路圖略。電源模塊可以參考文獻[11]中電源部分的設計思路，本文不再展開。

3.1 輸入信號調理模塊

輸入信號調理模塊由無源低通濾波器和單/雙轉換器構成，具體電路如圖7所示。無源低通濾波器位于系統最前端，主要完成阻抗匹配和濾波的功能。為了保證通頻帶內有平坦的幅度響應，同時考慮濾波效果和設計復雜度，系統選用7階巴特沃斯無源低通濾波器。單/雙轉換器選用ETC1-1-13傳輸線變壓器，特性阻抗50 Ω，初次級變比1∶1，工作頻率范圍4.5～3 000 MHz。

利用巴特沃斯π型LC低通濾波器在線計算工具[12]，設截止頻率fc=300 MHz，特性阻抗Z0=50 Ω，濾波器階數n=7，得到：L1=L3=33.077 nH，L2=53.052 nH，C1=C4=4.722 pF，C2=C3=19.119 pF。結合電感和電容的標稱值，圖7中的元件取值為：L1=L3=33 nH，L2=51 nH，C1=C4=4.7 pF，C2=C3=20 pF。與低頻濾波器不同的是，為了達到理想的濾波效果，除了選取正確的參數外，高頻器件的選擇是非常講究的。系統選擇LQW系列高Q值繞線型貼片電感。

圖7 輸入信號調理模塊電路圖

3.2 全差分放大模塊

全差分放大模塊是系統信號鏈的重點，由固定增益放大和可控增益放大兩部分組成，如圖8所示。固定增益差分放大器ADL5565具有6 GHz超高動態范圍、出色的低噪聲和失真性能。可控增益放大器ADL5330工作頻率范圍為10 MHz～3 GHz，可在60 dB范圍內提供精密線性增益控制[13]。固定增益放大和可控增益放大均采用兩級級聯，且兩級電路配置一樣，圖8均只展示了其中一級。

圖8中，ADL5565和ADL5330均采用+5 V單電源供電，外接+2.5 V偏置電壓。為了與固定增益放大器ADL5565輸入阻抗匹配，利用電阻R1、R2和輸入信號調理模塊中的單/雙轉換器ETC1-1-13構成匹配網絡，保證信號傳輸的完整性。D/A轉換器TLV5616在單片機MSP430F6638驅動下，輸出0.45～1.28 V的控制電壓，通過可控增益放大器ADL5330的Pin24控制增益變化。為保證系統可靠工作，系統各個芯片供電處均采用NFM18PC104R1C3片狀三端子電容器濾波。

3.3 信號輸出模塊

信號輸出模塊由雙/單轉換器、無源帶通濾波器和射頻功率放大器組成，具體電路如圖9所示。

無源帶通濾波器主要承擔濾波和帶寬控制的功能。為保證通帶外信號有效地衰減，兼顧電路復雜度，系統選用7階橢圓無源帶通濾波器[14]。利用濾波器輔助設計工具Filter solutions[15]，設置無源低通濾波器截止頻率為200 MHz，無源高通濾波器截止頻率為30 MHz，二者級聯構成無源帶通濾波器，通帶波紋設置為0.1 dB，源、負載阻抗均設置為50 Ω。

圖8 全差分放大模塊電路圖

圖9 信號輸出模塊電路圖

4 系統測試

系統測試在實驗室環境下進行，測試儀器清單如表1所示。

表1 測試儀器清單

4.1 通頻帶及通帶平坦度測試

設置輸入信號幅值ui=5 mV，系統增益調整為最大值，用示波器觀察輸出信號，記錄在表2中，根據表2繪制信號頻率f-輸出電壓uo/增益Gain曲線如圖10所示。

分析圖10可知，在40-180 MHz的頻帶內，系統輸出電壓均大于2.00 V，即增益達到52 dB以上。在75～105 MHz頻帶內增益起伏小于1 dB，在40～130 MHz頻帶內增益起伏小于3 dB。且當輸入信號頻率f≤22 MHz或f≥260 MHz時，系統增益均不大于20 dB。

表2 通頻帶及通帶平坦度測試表

圖10 信號頻率-輸出電壓/增益曲線

4.2 系統可控增益測試

分別設置輸入信號為ui=20 mV/f=75 MHz和ui=20 mV/f=90 MHz，調整系統增益，用示波器觀察輸出信號，記錄在表3和表4中，根據表3和表4繪制預置增益-輸出電壓和預置增益-實測增益曲線，如圖11所示。

表3 增益步進測試表(f=75 MHz)

表4 增益步進測試表(f=90 MHz)

(a) 預置增益-輸出電壓曲線

(b) 預置增益-實際增益曲線

從圖11(a)可以看出，對于75 MHz和90 MHz兩種不同頻率的輸入信號，在不同的預置增益下，輸出信號的幅值曲線幾乎重合，說明系統的增益是非常穩定的。從圖11(b)可以看出，系統在增益范圍12～40 dB之間調節時，實際增益與預置增益之間的誤差均小于1.0 dB，反映了系統的良好性能。

5 結 語

本文設計了一套全差分可控增益射頻寬帶放大系統，介紹了全差分運算放大器工作原理，詳述了系統進行阻抗控制的設計方法，給出了關鍵模塊的完整電路和詳細參數。實驗結果表明，系統能夠在40～130 MHz寬頻帶范圍內實現可控增益調節，最大增益52 dB，具有精度高和穩定性好等特點，方便應用于各種信號放大處理場合，具有廣泛的應用前景。在此，特別感謝武漢大學設備處的大力支持。