一種抑制LLC電路MOS管開通振蕩的輔助網絡

文/于廣生 朱子庚 高昂 張曉麗

1 引言

在直流充電模塊等開關電源的DC-DC變換中，LLC 電路可以通過控制開關頻率來實現輸出電壓恒定。它可以使原邊兩個主MΟS開關管零電壓開通和副邊整流二極管零電流關斷，通過軟開關技術降低開關管的開通損耗和噪聲，提高功率變換器的效率和功率密度。然而，由于開關管寄生參數的存在，實際調試中經常碰到MΟS管開通時柵源極電壓振蕩問題，尤其是低電壓輸出條件下該現象更為明顯。

本文針對LLC電路M0S管驅動振蕩問題采用了添加輔助網路的方法進行優化，既避免大規模改變原電路的拓撲結構，又在一定程度上削弱了柵源極電壓波形振蕩，大大降低了開關管乃至整個充電模塊損壞的幾率，保證模塊可以正常帶負載運行。

2 輔助網絡設計

2.1 LLC電路硬開關問題

根據LLC電路不同工作模態分析可知，利用變壓器漏感和外加諧振電感中的儲能對開關管的并聯電容放電，并導通與開關管反并聯的寄生二極管，可以創造出MΟS管的零電壓開關條件。超前橋臂比較容易實現ZVS，而滯后橋臂就相對較難實現。

滯后橋臂在開通和關斷過程中，變壓器副邊是短路的，此時整個LLC諧振變換器可以看作兩部分：一是諧振變壓器的原邊電流逐漸改變流通方向；二是負載電流由整流橋提供續流回路，負載側與變壓器的原邊沒有關系。滯后橋臂實現ZVS的途徑只能是利用諧振電感中的能量，即滿足下列式子才能實現ZVS：

圖1：LLC諧振電路簡化原理圖

圖2：LLC電路印制板

其中，Lr為諧振電感，Cg為MΟS管的寄生電容，CTR為原邊磁性材料的寄生電容，CW為開關管外并聯電容。

2.2 LLC諧振輔助網絡設計

我們在應用MΟS管和設計MΟS管驅動電路的時候，會遇到很多寄生參數，像寄生電感、寄生電容和體二極管都是要考慮的重要因素。針對滯后橋臂MΟS管的硬開關問題以及寄生參數可能造成開通損耗和開通噪聲問題，設計了輔助網路對諧振電路進行優化，同時對干擾信號進行抑制。即在開關管驅動電路中接入阻斷電感、阻斷電容和二極管等器件，利用輔助網絡的電感能量，將占空比丟失減少到最小，使開關管在比較寬的加載范圍內實現軟開關。同時，通過減少副邊占空比的丟失，進一步提高直流模塊的效率。圖1為帶輔助網絡的LLC諧振電路簡化原理圖。

針對LLC電路印制板部分，出于電路穩定性考慮，盡可能保留了原有的拓撲結構。同時，也便于進行后續電氣性能對比分析。圖2為修改前及修改后的LLC電路印制板。

3 開關管驅動測試

圖4：添加輔助網絡的驅動電壓波形

采用改進的PCB重新組裝了新的充電模塊，該模塊的最大輸出功率為15kW，輸出直流電壓范圍為200V-750V。將模塊輸出直流電壓值設定為下限200V，輸出負載選取空載和10A等兩個典型條件，分別進行了開關管驅動波形對比測試。其中，負載采用的是純阻性負載。經過對器件參數選型，選用84μH的輔助電感和6.6nF的輔助電容。輸出電壓200V，輸出空載時，驅動電壓波形如圖3和圖4所示。

圖5：未添加輔助網絡的驅動電壓波形

圖6：添加輔助網絡的驅動電壓波形

通過圖3可以看出，空載條件下，未改善驅動電路之前，開關管開通過程在米勒平臺附近出現了8V電壓幅值左右的振蕩現象；在關斷時，由于di/dt很大，將產生較大的關斷電壓尖峰，從圖上可以看出來柵源極電壓有15V左右的振蕩幅度。而通過圖4可以看出，添加輔助網絡后開通過程電壓波形較平滑，沒有出現開關管硬開關現象，電壓振蕩情況得以抑制。

輸出電壓200V，輸出負載10A時，驅動電壓波形如圖5和圖6所示。

通過對比圖5和圖6可以看出，加載10A條件下，未改善驅動電路之前，開關管導通過程柵源極電壓有15V左右的振蕩幅度，關斷時也產生了明顯的關斷電壓尖峰，而添加輔助網絡后開通過程電壓波形較平滑，沒有出現振蕩現象。這就表明，采用輔助網絡后可以有效吸收干擾，明顯抑制開關管硬開關后帶來的開通柵源極電壓波形振蕩。

4 總結

通過充電模塊反復帶輕載測試對LLC諧振電路輔助網絡進行了驗證。結果表明，在沒有添加輔助諧振網絡之前，滯后橋臂開關管導通時出現了硬開關現象，MΟS管開通過程柵源電壓振蕩現象比較明顯。而添加了輔助諧振網絡后，滯后橋臂開關管實現了零電壓開關，電壓波形振蕩問題得以消除，LLC諧振電路穩定性大大增強，同時也降低了MΟS管損壞的風險。