空氣彈簧磁流變懸架系統電子控制單元設計

李其基 滕利衛 嚴天一 孫富權

摘要：? 為開發一款電控空氣彈簧磁流變懸架系統電子控制單元，本文建立電控空氣彈簧磁流變阻尼器的理論模型，根據模型確定電控單元的控制變量，以飛思卡爾汽車級微控制器XDT512為核心芯片，開發了由單片機最小系統、組合閥控制模塊、電流驅動器模塊、電動氣泵控制模塊、電源模塊、車速信號調理模塊、模擬量輸入模塊和CAN通信模塊等組成的電控空氣彈簧磁流變懸架系統電子控制單元，并對電子控制單元的電流驅動器模塊進行相關實驗。實驗結果顯示，電流驅動器模塊PWM控制信號的占空比與勵磁電流呈較好的線性關系，動態響應時間短且精度高，能夠快速實現阻尼力的無級調節。本文設計的電子控制單元能夠對空氣懸架系統實現良好的控制，具有廣闊的應用前景。

關鍵詞：? 電控空氣彈簧磁流變懸架系統; 電流驅動器模塊; 電子控制單元; 減振器示功機

中圖分類號： TH12; U463.33+4.2 文獻標識碼： A

懸架系統是現代車輛的重要組成部分，一般由彈性元件、減振器和導向機構組成，能夠傳遞作用在車橋（車輪）與車架（或承載式車身）之間的力和力矩，吸收和緩沖車輛在不平路面行駛時產生的沖擊和高頻振動，顯著提高了車輛平順性[12]。磁流變阻尼器是一種基于磁流變液的裝置，具有調節范圍寬、能耗低、響應速度快等優點[3]。為控制磁流變阻尼器的非線性特性，W.M.BAIG等人[4]設計出系統控制器和阻尼控制器，相比于被動懸架和傳統比例積分微分（proportion integration differentiation，PID）控制磁流變阻尼器懸架系統，其懸架性能得到明顯改善;M.ZEINALI等人[5]采用磁流變阻尼器和模糊PID控制器并行結構，對1/4車輛懸架系統進行建模，該控制系統具有較好的魯棒性;寇發榮[6]開發了磁流變減振器半主動懸架系統動力學模型及其模糊時滯控制器，開展了相關仿真與臺架實驗，與傳統被動懸架相比，車輛平順性明顯提升;黃俊明等人[7]研究了車身高度調節過程中電控空氣彈簧內部的非線性動力學過程，建立了高度調節過程中空氣彈簧的非線性模型，并對所建立的模型進行整車實驗，該模型能正確描述電磁閥關閉前后空氣彈簧內的氣體狀態。新型電控空氣彈簧磁流變懸架系統可同時對上述兩種關鍵參數進行動態自適應調整，進一步提升懸架綜合性能。基于此，本文以阻尼連續可調磁流變阻尼器與空氣彈簧為控制對象，建立空氣彈簧磁流變阻尼器動力學模型，同時以XDT512為核心芯片，開發出根據車輛行駛工況控制懸架剛度和阻尼系數的新型電子控制單元，并對電子控制單元的電流驅動器模塊進行相關實驗。實驗結果表明，電流驅動器模塊PWM控制信號的占空比與勵磁電流呈現較好的線性關系，動態響應時間短且精度高，能夠快速實現阻尼力的無級調節，具有一定的工程應用價值。

1 電控空氣彈簧磁流變懸架系統組成及工作原理

電控空氣彈簧磁流變懸架系統主要由電子控制單元、組合電磁閥、電動氣泵、帶有空氣彈簧的磁流變阻尼器、高度傳感器、壓力傳感器、車速傳感器和儲氣筒等部件組成。其中，帶有空氣彈簧的磁流變阻尼器在懸架系統中具有重要作用，阻尼器勵磁線圈中勵磁電流大小決定了產生的阻尼力大小[8]。通過對空氣彈簧進行充放氣可以調車身高度，提高了平順性、通過性及燃油經濟性。空氣彈簧磁流變阻尼器及其X射線透視照片如圖1所示。

組合閥控制模塊，采用英飛凌公司的TLE8110EE芯片，該芯片具有10路PWM控制通道，且具有過壓、過溫檢測能力，可實現對6路組合閥的控制。其中4路PWM通道用于控制空氣彈簧的充放氣動作，1路PWM用于控制儲氣筒開閉。電流驅動器需滿足如下要求[1213]：

1） 輸出電流能根據控制信號變化而變化;

2） 控制信號一定時，輸出電流應保持恒定;

3） 輸出動態響應時間快，精度高。

因此，本文電流驅動器模塊選用英飛凌公司BTS7710GP芯片，實現對磁流變阻尼器的控制。

4 電子控制單元主要模塊性能實驗

4.1 測試系統組成及實驗方法

測試系統主要包括減振器示功機及其數據采集系統[14]、帶有空氣彈簧的磁流變阻尼器、自行開發的電子控制單元、筆記本電腦、12 V鉛酸蓄電池、示波器和萬用表。其中，示功機的阻尼力測量范圍為0～1 500 N，振動速度的范圍為0～1 m/s，最大振幅為100 mm。測試系統如圖3所示。

設定示功機激勵振幅為50 mm，調節其激勵頻率分別為低頻（1 Hz）和高頻（71Hz）兩種，分別調節PWM信號的占空比，分別為0，10%，20%，30%，40%，50%，60%，70%，80%，以改變控制電壓大小，再由電流驅動器模塊轉化為相應的勵磁電流，施加于磁流變阻尼器。對控制電壓、勵磁電流、阻尼器缸體與活塞間相對位移及阻尼力等數據采集與分析，研究電流驅動器模塊的輸入輸出特性、動態響應時間及阻尼力與位移和勵磁電流間的相互關系[15]。

4.2 測試結果與分析

1） 電流驅動器模塊輸入輸出特性測試。電流驅動器模塊的控制電壓與勵磁電流關系如表1所示。由表1可知，當PWM信號占空比在0～80%變化時，驅動器控制電壓變化范圍為0～8.818 V，隨著占空比增加，控制電壓不斷增加，磁流變阻尼器勵磁線圈電流變化范圍為0～6.015 A。實驗數據表明，通過控制PWM信號占空比，可有效控制電流驅動器模塊的產生的勵磁電流大小。

2） 電流驅動器模塊動態響應時間測試。

動態響應時間指電流驅動器接收到控制命令到輸出穩定值所經歷的時間[16]，直接決定磁流變懸架系統的控制效果，是電流驅動器的一項重要指標[17]。電流驅動器模塊的階躍上升響應曲線如圖4所示。當電流驅動器模塊的控制信號從低電平瞬變為高電平后，約經過82 μs，控制電壓達到穩定，表明響應速度快，且穩定性好，能迅速改變磁流變阻尼器中的磁場強度及阻尼力[18]。電流驅動器模塊的階躍下降響應曲線如圖5所示。當電流驅動器接收到的控制信號由高電平瞬變為低電平時，約經過184 μs，控制電壓降為0 V。

由圖4和圖5可以看出，階躍下降響應時間大于階躍上升響應時間，這是由阻尼器勵磁線圈中的剩磁阻礙控制電壓下降造成[19]。

3） 阻尼力、位移和勵磁電流關系測試。設置示功機的激振頻率為1 Hz，考慮示功機阻尼力的測量范圍為0～1 500 N，為避免超出量程，將PWM控制信號占空比分別設為0，10%，15%，20%，當勵磁電流分別為0，0.414，0.864，1.217 A時，阻尼力位移關系圖如圖6所示。由圖6可以看出，當激勵頻率一定時，阻尼力位移曲線所包圍的面積隨著勵磁電流增大而變大，表明磁流變阻尼器的耗能隨著勵磁電流增大而增加。

現將占空比、勵磁電流、最大拉伸阻尼力及最大壓縮阻尼力等數據進行整理[20]，低頻激勵和高頻激勵時的最大拉伸力和最大壓縮力如表2和表3所示。當激勵頻率一定時，隨著勵磁電流增大，磁感應強度增強，使磁流變液的屈服應力變大，最終引起最大拉伸阻尼力和最大壓縮阻尼力也不斷增大。由表2和表3可以看出，在同一勵磁電流下，磁流變阻尼器最大拉伸阻尼力和最大壓縮阻尼力隨激勵頻率增加而增大。

5 結束語

本文以阻尼連續可調磁流變阻尼器與空氣彈簧為控制對象，設計了一款電子控制單元。實驗結果表明，電流驅動器模塊PWM控制信號的占空比與勵磁電流呈現較好的線性關系，動態響應時間短且精度高，能夠快速地實現阻尼力的無級調節，電控單元實現了對懸架系統實時可靠的智能控制，具有一定的工程應用價值，并且本文所建立的理論模型可用于懸架系統控制單元的開發。理論上相同位移時，磁流變阻尼器產生的拉伸與壓縮阻尼力應該相同，但測試數據存在較大差別，因此減振器勵磁電流與阻尼值之間的變化關系及車載電源的容量問題是接下來的研究方向。

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