基于CSRR-QMSIW諧振器的雙通帶濾波器的設計

張國鵬，黃玉蘭

(西安郵電大學 電子工程學院， 陜西 西安 710121)

0 引言

隨著人們對無線通信系統的要求不斷提升，多頻帶通信系統快速發展，因此能夠工作在多個頻帶的濾波器逐漸成為了研究的熱點。近年來國內、外學者對雙通帶濾波器展開了一系列研究，較成熟的濾波器形式有波導腔體濾波器[1]、微帶濾波器[2-3]，但波導腔體濾波器體積較大，難以與平面電路集成且無法滿足小型化的要求；微帶濾波器輻射大，品質因數(Q)值低，插入損耗較高。基片集成波導(SIW)的問世彌補了上述濾波器的缺陷[4-6]，然而該結構的濾波器在頻率相對較低的情況下，其標準化尺寸仍較大。后有學者提出，為改善濾波器的尺寸問題，且形成雙通帶濾波器，可通過利用半模SIW加載互補開口諧振環(CSRR)或缺陷地結構(DGS)，實現雙通帶濾波器[7-8]。由于該結構的諧振器均是采用在半模基片集成波導(HMSIW)金屬層開槽的方式，而HWSIW波導本身不參與諧振，這將會導致濾波器的加工成本提高，帶外抑制水平和插入損耗較差。

為了改善濾波器體積問題，降低插入損耗，本文提出了一種通過1/4模基片集成波導(QMSIW)腔體[9-11]加載CSRR并聯的雙諧振結構的CSRR-QMSIW雙通帶濾波器，由于該濾波器中QMSIW諧振腔體的諧振作用，可單獨形成一個通帶，因此,只需加載一個可產生低于QMSIW諧振頻點的CSRR諧振器便可實現雙通帶。這種方法可有效降低插入損耗，且理論上QMSIW結構的尺寸僅為SIW的1/4。

1 CSRR-QMSIW特性

本文以QMSIW結構作為諧振腔,其與SIW的電磁場分布及諧振頻率非常相似，但尺寸僅為SIW結構諧振腔的25%。由于SIW是在介質基板上通過金屬化通孔的周期性排列形成的，TM模式將受到側壁不連續通孔的切割而消失，所以,在SIW中只存在TE模,QMSIW腔體的諧振頻率[12]為

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式中：m=q=1，2，3，…；ε和μ分別為介質基板的介電常數和磁導率；Leff和Weff分別為SIW的等效長度和等效寬度，則有

(2)

(3)

式中p,d和W分別為金屬通孔的間距、直徑和金屬孔壁的長度。

當滿足d/p>0.5,d/λ<0.1時，由金屬通孔組成的磁壁幾乎不發生電磁的泄漏[13]。圖1為CSRR-QMSIW諧振器。圖中，a、c、g、f分別為外側開口互補環的邊長、寬度、間距及環開口處的寬度，k為開口互補環的位置參數。本文采用的介質基板為Rogers公司的RT/Duroid 5880型壓層板，介電常數為2.2，介電損耗正切角為0.000 9，厚為0.508 mm。參數如表1所示。

圖1 CSRR-QMSIW諧振器示意圖

p/mmg/mmk/mma/mm0.70.31.23.0c/mmf/mmW/mmd/mm0.380.257.35?0.4

通過在金屬層上鏤空刻蝕出開口諧振環可得CSRR結構，依據慢波效應，可在低于QMSIW諧振腔的諧振點處產生另一個通帶，且不會占用額外空間，因此,通過在QMSIW上加載CSRR可最大程度減小該濾波器尺寸。為驗證雙通帶濾波器的結構特征，我們分析了CSRR諧振環與QMSIW腔體的k和CSRR諧振環的a對其傳輸特性的影響，其他參數不變，通過使用電磁仿真軟件HFSS 15.0對其進行仿真。

仿真結果如圖2所示。由圖可知，a、k均會改變諧振器的頻率。當增大a時，CSRR諧振器所產生的諧振頻點和傳輸零點都向左移(見圖2(a))，因此可通過改變a來控制第一通帶的中心頻率，在不影響其正常工作的情況下，中心頻率最小可調節至7.6 GHz；因QMSIW腔體磁壁切割線交點處的電場最強[14]，可通過改變k來改變QMSIW腔體的諧振特性，使其諧振頻率發生變化(見圖2(b))，第二通帶的中心頻率隨k的減小而增大，因此,在不影響正常工作的情況下，第二通帶中心頻率最大可調節至13 GHz。

圖2 CSRR參數對傳輸特性的影響

2 雙通帶濾波器的設計

本文利用CSRR-QMSIW諧振腔設計了一種雙通帶濾波器，結構如圖3所示，濾波器由兩個CSRR-QMSIW諧振器和饋電網絡構成，其中利用微帶線實現SIW諧振器和傳輸線的匹配。濾波器的外部品質因數主要由k、縱向位置參數k1,以及微帶饋線與QMSIW腔體的位置參數s控制。

圖3 雙頻濾波器結構圖

CSRR-QMSIW濾波器采用開窗加長型S型槽的耦合方式，結構如圖3所示，其中A1、B1和A2、B2分別為諧振腔1和諧振腔2的CSRR諧振器和QMSIW諧振器，兩諧振器通過并聯的方式產生相對獨立的兩通帶，通過在上、下金屬層刻蝕出可伸長的S型槽，產生容性加感性的混合耦合，S型槽不僅可以實現能量的傳遞，還可以使信號的相位發生翻轉，可在第二通帶右側處引入一個傳輸零點，減小高次諧波對濾波器選擇性的影響，并且可通過調節S型槽長度Lcp控制諧振器之間的耦合系數，調節濾波器傳輸零點的位置。

通過對圖3所示結構進行仿真，圖中濾波器長度L=15 mm，濾波器寬度w=8 mm，濾波器位置參數s=4.7 mm，微帶饋線寬度ws=1.6 mm，a=3.2 mm，g=0.4 mm，c=0.38 mm，f=0.3 mm，k=1.49 mm，k1=0.2 mm，Lcp=3.6 mm，S型槽寬度wl=0.2 mm，彎曲處圓半徑r=0.45 mm，x=3.15 mm，濾波器結構尺寸為15 mm×8 mm(0.4λ0×0.21λ0，其中λ0為第一個通帶所代表的波長)。

仿真結果如圖4所示。由圖4(b)可知，耦合系數隨著Lcp的增大而增大;且傳輸零點與第二通帶中心頻點的距離也隨著耦合強度的增大而減小，隨著傳輸零點靠近，帶外抑制能力也將提高，但當Lcp>3.8 mm，傳輸零點頻率小于11.0 GHz時，帶內衰減將受到影響，如圖4(b)所示。因此，為了兼顧兩者，調節S型槽Lcp為3.6 mm時，傳輸零點位于11.5 GHz，帶外抑制和帶內衰減將同時得到滿足，傳輸響應曲線如圖5所示。

圖4 Lcp分別對傳輸特性和耦合系數的影響

圖5 雙帶通濾波器仿真圖

由圖5可知，雙頻濾波器的兩個通帶中心頻率分別位于8.1 GHz和11.5 GHz，其所對應的-3 dB帶寬分別為8.7%和2.7%，通帶內最小插入損耗分別為0.16 dB和0.39 dB，回波損耗均大于25 dB。濾波器共有2個傳輸零點，位于9.8 GHz處的傳輸零點，使兩個通帶的隔離度達到46 dB，在11.5 GHz處的傳輸零點衰減達到64 dB，提高了濾波器的帶外抑制能力和選擇性。

通過對比本文所設計的濾波器與其他雙頻帶濾波器的尺寸和性能，其對比數據如表2所示，由表可知，文中的雙頻帶濾波器的尺寸和插入損耗的綜合性能均優于其他文獻中的濾波器，且帶外抑制優于文獻中的濾波器，綜合比較可得本文設計的雙頻帶濾波器實現了小尺寸，低插入損耗和高帶外抑制水平。

表2 QMSIW-CSRR結構與SIW結構濾波器的比較

3 結束語

本文通過利用QMSIW諧振腔體積小,且能夠產生諧振頻點的特性，結合CSRR結構的諧振特性，設計了一款基于CSRR-QMSIW的雙頻帶濾波器，兩個通帶的頻率分別由CSRR諧振器和QMSIW諧振腔控制。仿真結果表明,兩個通帶的中心頻率分別為8.1 GHz和11.5 GHz，最大回波損耗達到了46 dB，通帶內插入損耗最小可達0.16 dB。該濾波器分別在兩個通帶之間和高阻帶各存在一個傳輸零點，實現濾波器兩通帶間隔離度高達45 dB，高阻帶衰減達到64 dB。該濾波器尺寸僅為15 mm×8 mm，實現小型化的特點，可用于通信設備中，該構造也為QMSIW型濾波器的研究做出了貢獻。