雙級(jí)矩陣變換器高抗擾性預(yù)測(cè)電流控制

宋衛(wèi)章，杜曉斌，賀 瑾，李 希，張 皓，王有云，鐘彥儒

(1. 西安理工大學(xué)自動(dòng)化與信息工程學(xué)院，陜西西安710048；2. 大型電氣傳動(dòng)系統(tǒng)與裝備技術(shù)國(guó)家重點(diǎn)實(shí)驗(yàn)室，甘肅天水741020)

根據(jù)拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)不同，矩陣變換器可分為兩種，即傳統(tǒng)矩陣變換器(conventional matrix converter，CMC)與雙級(jí)矩陣變換器(two-stage matrix converter，TSMC)[1]，相對(duì)CMC，TSMC具有控制、換流策略更加簡(jiǎn)單的優(yōu)點(diǎn)，是一種比CMC更具有發(fā)展?jié)摿Φ男滦妥儞Q器[2-4]。

對(duì)于傳統(tǒng)的交—直—交變換器，為了獲得相對(duì)穩(wěn)定的直流側(cè)電壓，直流側(cè)一般存在儲(chǔ)能電容，雖然儲(chǔ)能環(huán)節(jié)一定程度降低了拓?fù)湔髋c逆變兩級(jí)耦合影響，但這無(wú)疑也增大了該拓?fù)潴w積，降低了其使用壽命。相比于傳統(tǒng)的交—直—交變換器，一體化的TSMC拓?fù)渲率瓜到y(tǒng)前后兩級(jí)相互耦合影響。此外，在實(shí)際工程中，系統(tǒng)往往要求能抵御一定特殊工況影響，如網(wǎng)側(cè)電壓突升突降與不平衡、三相負(fù)載不對(duì)稱(chēng)等等，這類(lèi)特殊工況對(duì)中間無(wú)儲(chǔ)能環(huán)節(jié)的TSMC影響尤為突出，而傳統(tǒng)空間矢量調(diào)制策略實(shí)現(xiàn)復(fù)雜且前后級(jí)之間必須協(xié)調(diào)控制，該策略并不能提升TSMC對(duì)此特殊工況的抗干擾能力。因此，如何在不增加硬件的前提下，有效提高TSMC抗干擾性能，成為目前國(guó)內(nèi)外學(xué)者研究的熱點(diǎn)之一。

預(yù)測(cè)控制通過(guò)循環(huán)矯正開(kāi)關(guān)狀態(tài)，使期望目標(biāo)時(shí)刻跟蹤其參考值，并依據(jù)系統(tǒng)預(yù)測(cè)矢量直接對(duì)開(kāi)關(guān)器件進(jìn)行控制，具有很強(qiáng)的抗干擾性能和很高的動(dòng)態(tài)響應(yīng)速度[5-7]。文獻(xiàn)[5]將包含導(dǎo)通模式檢測(cè)的預(yù)測(cè)控制應(yīng)用于三相功率因數(shù)校正(PFC)系統(tǒng)；文獻(xiàn)[6]實(shí)現(xiàn)了對(duì)三相逆變器電壓的預(yù)測(cè)控制，指出預(yù)測(cè)控制相比于傳統(tǒng)調(diào)制策略在快速性和抗擾性方面更具優(yōu)勢(shì)；文獻(xiàn)[7]提出將預(yù)測(cè)控制用于傳統(tǒng)矩陣變換器(CMC)，但CMC與TSMC在電路拓?fù)錁?gòu)成上不同，故本文與該文獻(xiàn)模型預(yù)測(cè)控制中的開(kāi)關(guān)矩陣模型不同，兩者的預(yù)測(cè)值的計(jì)算方式也將不同。文獻(xiàn)[8]中，通過(guò)對(duì)TSMC的電壓矢量扇區(qū)進(jìn)行細(xì)分，縮短了開(kāi)關(guān)狀態(tài)的遍歷時(shí)間，但是由于該方案所選出的開(kāi)關(guān)狀態(tài)并非全局最優(yōu)，因此會(huì)對(duì)系統(tǒng)的輸入輸出性能產(chǎn)生一定影響。文獻(xiàn)[9]針對(duì)電網(wǎng)電壓不對(duì)稱(chēng)等擾動(dòng)影響，采用雙空間矢量預(yù)測(cè)控制方案對(duì)三相調(diào)制波進(jìn)行預(yù)測(cè)，并取得了較好的效果。該方案雖然省略了PI控制器，但是仍舊保留著傳統(tǒng)的調(diào)制環(huán)節(jié)，相比傳統(tǒng)的空間矢量(SVPWM)調(diào)制其算法復(fù)雜程度增加。文獻(xiàn)[10]首次提出將預(yù)測(cè)控制應(yīng)用于雙級(jí)矩陣變換器中，在保證輸出電流良好跟隨性能的同時(shí)，使得輸入無(wú)功功率最小，但是文中只是描述了預(yù)測(cè)控制用于TSMC的實(shí)現(xiàn)方式，并沒(méi)有對(duì)預(yù)測(cè)控制下的抗擾性能進(jìn)行研究和驗(yàn)證，也未涉及電網(wǎng)非正常工況時(shí)預(yù)測(cè)控制抗擾性的研究。文獻(xiàn)[11]研究了矩陣變換器驅(qū)動(dòng)的永磁同步電機(jī)S型滑模觀測(cè)器無(wú)速度傳感器矢量控制系統(tǒng)；文獻(xiàn)[12]研究了模型預(yù)測(cè)控制下的間接矩陣變換器驅(qū)動(dòng)感應(yīng)電機(jī)系統(tǒng)，該矩陣變換器以電機(jī)為負(fù)載，預(yù)測(cè)控制以輸出轉(zhuǎn)矩和磁通作為控制目標(biāo)，本文與該文獻(xiàn)預(yù)測(cè)控制算法的負(fù)載模型和目標(biāo)函數(shù)均不同，同時(shí)本文研究工作側(cè)重解決TSMC的耦合影響和弱抗擾性問(wèn)題，兩者研究對(duì)象和解決問(wèn)題均不同。

本文將探索一種適用于TSMC的預(yù)測(cè)電流控制策略，以離散化數(shù)學(xué)模型為基礎(chǔ)，利用當(dāng)前時(shí)刻的采樣值對(duì)下一時(shí)刻的輸入輸出電流量做出預(yù)測(cè)計(jì)算，以網(wǎng)側(cè)無(wú)功功率最小和輸出電流誤差作為系統(tǒng)主要控制目標(biāo)，循環(huán)優(yōu)化開(kāi)關(guān)狀態(tài)，使其在不同工況下均能確保良好的輸入輸出性能，提高系統(tǒng)的抗干擾性能。

1 TSMC預(yù)測(cè)控制

TSMC拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)如圖1所示，TSMC由輸入LC濾波電路、矩陣整流級(jí)、逆變級(jí)和負(fù)載四部分組成。其中，Sap、Sbp、Scp分別表示矩陣整流級(jí)上橋臂開(kāi)關(guān)，San、Sbn、Scn分別表示矩陣整流級(jí)下橋臂開(kāi)關(guān)，Sup、Svp、Swp分別表示逆變級(jí)上橋臂開(kāi)關(guān)，Sun、Svn、Swn分別表示逆變級(jí)下橋臂開(kāi)關(guān)。udc、idc分別為中間虛擬直流側(cè)電壓與電流，Lf為線路寄生電感與濾波電感之和，Cf為線路寄生電容與濾波電容之和，Rf為線路和濾波器上等效電阻值之和，Ll為負(fù)載電感，Rl為負(fù)載電阻。

1.1 原理

TSMC預(yù)測(cè)控制框圖如圖2所示。通過(guò)檢測(cè)網(wǎng)側(cè)電壓usk、電流isk和輸入濾波電容上電壓uek，結(jié)合k時(shí)刻的開(kāi)關(guān)狀態(tài)Sk獲得開(kāi)關(guān)輸入電流值iek，再依據(jù)TSMC輸入濾波器離散數(shù)學(xué)模型計(jì)算網(wǎng)側(cè)電流預(yù)測(cè)值isk+1，并將此預(yù)測(cè)值用于計(jì)算k+1拍網(wǎng)側(cè)無(wú)功功率qink+1大小。通過(guò)檢測(cè)輸出電流iok，利用k時(shí)刻的開(kāi)關(guān)狀態(tài)Sk獲得輸出電壓值uok，利用負(fù)載離散數(shù)學(xué)模型計(jì)算輸出電流預(yù)測(cè)值iok+1，獲得輸出電流參考值io(k+1)*與輸出電流預(yù)測(cè)值iok+1的誤差，最終與輸入無(wú)功參考值qin(k+1)*和輸入無(wú)功預(yù)測(cè)值qink+1的誤差聯(lián)合成一個(gè)品質(zhì)函數(shù)，用于尋求對(duì)應(yīng)的最佳開(kāi)關(guān)狀態(tài)Sk+1，實(shí)現(xiàn)TSMC主功率開(kāi)關(guān)控制。

圖2 預(yù)測(cè)控制框圖Fig.2 Block diagram of predictive control

為保證TSMC具有良好的輸入輸出性能，將系統(tǒng)循環(huán)優(yōu)化的條件設(shè)定為[4]：

1) 輸入側(cè)無(wú)功功率接近于零；

2) 輸出電流與參考值的誤差接近于零。

1.2 數(shù)學(xué)模型

為便于構(gòu)建TSMC數(shù)學(xué)模型，將三相abc坐標(biāo)系下的電壓電流量轉(zhuǎn)化至兩相αβ坐標(biāo)系下。例如，輸出電壓uo在abc坐標(biāo)系下為uou、uov、uow，在αβ坐標(biāo)系下則可表示為：

uo=uoα+juoβ

(1)

(2)

abc/αβ坐標(biāo)系下TSMC電壓電流表示符號(hào)如表1所示，TSMC數(shù)學(xué)模型可以被分為整流級(jí)和逆變級(jí)。

表1 abc/αβ坐標(biāo)系下TSMC電壓電流表示符號(hào)

Tab.1 Voltage and current signs of TSMC in the

abc/αβ reference frame

1) 建立TSMC的開(kāi)關(guān)模型：

(3)

根據(jù)輸入輸出關(guān)系，結(jié)合開(kāi)關(guān)狀態(tài)，TSMC的輸入輸出電壓關(guān)系式為：

(4)

其中，T為T(mén)SMC的總開(kāi)關(guān)矩陣，T的值由TSMC的開(kāi)關(guān)狀態(tài)決定。

同理，亦可建立輸出電流與輸入電流的關(guān)系式：

(5)

2) 利用基爾霍夫定律，建立輸入濾波器模型：

(6)

(7)

將式(6)、(7)用狀態(tài)空間方程表示：

(8)

同上，負(fù)載的數(shù)學(xué)模型為：

(9)

1.3 開(kāi)關(guān)狀態(tài)表

TSMC整流級(jí)如表2所示，共有9種開(kāi)關(guān)狀態(tài)；逆變級(jí)如表3所示，共存在8種可能的開(kāi)關(guān)狀態(tài)。對(duì)前后級(jí)可能的開(kāi)關(guān)狀態(tài)進(jìn)行排列組合，共存在72種可能的開(kāi)關(guān)狀態(tài)組合。為了保證TSMC整流級(jí)輸出電壓最大化，剔除存在的3個(gè)零矢量，此零矢量作用下逆變級(jí)輸出電壓瞬時(shí)值為零，故TSMC模型預(yù)測(cè)控制中僅剩余48種有效的開(kāi)關(guān)狀態(tài)組合可供選用。

表2 整流級(jí)開(kāi)關(guān)狀態(tài)

表3 逆變級(jí)開(kāi)關(guān)狀態(tài)

注：uuv、uvw、uwu為三相線電壓。

1.4 計(jì)算預(yù)測(cè)值

將輸入濾波器與負(fù)載的數(shù)學(xué)模型分別離散化。

對(duì)式(8)引入前向歐拉方程進(jìn)行離散化，可分別推導(dǎo)出網(wǎng)側(cè)電流預(yù)測(cè)值和輸入濾波器電容電壓預(yù)測(cè)值：

(10)

C=eATs

(11)

(12)

式中：τ為時(shí)間常數(shù)；Ts為采樣周期。

利用前向歐拉插值法，可得輸出電流的導(dǎo)數(shù)近似值為：

(13)

將式(13)代入式(10)可得到離散化的負(fù)載數(shù)學(xué)模型：

(14)

由式(14)知，TSMC預(yù)測(cè)控制算法與負(fù)載參數(shù)有關(guān)，但離散后的負(fù)載模型表達(dá)式中含有Ts，Ts為小時(shí)間常數(shù)，故Ts/L1和(R1Ts)/L1在離散負(fù)載模型中所占份量較小，于是負(fù)載參數(shù)變化時(shí)預(yù)測(cè)電流值并未受太大影響，算法對(duì)負(fù)載變化引起的擾動(dòng)具有一定自抑制作用，故在負(fù)載參數(shù)發(fā)生變化而又提前未知的情況下，TSMC模型預(yù)測(cè)控制算法的準(zhǔn)確性和可靠性仍較高。

1.5 品質(zhì)函數(shù)

品質(zhì)函數(shù)是對(duì)控制目標(biāo)的直接反映，也是系統(tǒng)循環(huán)優(yōu)化的條件。

將三相輸出電流轉(zhuǎn)換到兩相靜止坐標(biāo)系中，與參考值作差，獲得誤差絕對(duì)值表達(dá)式為：

(15)

式中：ioαk+1、ioβk+1是αβ坐標(biāo)系中輸出電流在k+1時(shí)刻的預(yù)測(cè)值；ioα*、ioβ*分別是其所對(duì)應(yīng)的參考值。

根據(jù)瞬時(shí)功率理論，將網(wǎng)側(cè)電壓電流轉(zhuǎn)換至αβ坐標(biāo)系下，可知網(wǎng)側(cè)無(wú)功功率的預(yù)測(cè)值為：

(16)

(17)

將輸入無(wú)功功率參考值設(shè)為0，構(gòu)建無(wú)功的誤差表達(dá)式：

(18)

最后，式(15)、(18)組合成一個(gè)品質(zhì)函數(shù)：

(19)

在每個(gè)采樣周期，將每種開(kāi)關(guān)狀態(tài)組合代入數(shù)學(xué)模型，計(jì)算出對(duì)應(yīng)的品質(zhì)函數(shù)，最終，選出品質(zhì)函數(shù)最小的開(kāi)關(guān)狀態(tài)，以此驅(qū)動(dòng)對(duì)應(yīng)開(kāi)關(guān)器件導(dǎo)通。

1.6 權(quán)重因子

品質(zhì)函數(shù)中λ是權(quán)重因子，在含有多個(gè)約束項(xiàng)的品質(zhì)函數(shù)中，λ相當(dāng)于次要項(xiàng)的加權(quán)系數(shù)。本文λ決定開(kāi)關(guān)狀態(tài)的選擇對(duì)輸出電流和輸入最小無(wú)功功率的重視程度。

當(dāng)品質(zhì)函數(shù)中有多個(gè)不同控制目標(biāo)時(shí)，可以以控制目標(biāo)為約束對(duì)權(quán)重因子進(jìn)行縮小范圍選取。本文以輸入無(wú)功功率與電流參考誤差最小為控制目標(biāo)，通過(guò)以下兩步來(lái)確定權(quán)重因子λ的取值范圍。

首先，以輸出電流控制誤差為約束，即以輸出電流波形質(zhì)量為衡量標(biāo)準(zhǔn)，將輸出電流總諧波畸變率THD≤5%作為判斷條件，用二分法對(duì)權(quán)重因子的范圍進(jìn)行初選[13]。如圖3所示，λ先取0或1，依據(jù)仿真，λ=1時(shí)輸出電流THD=14.5%，THD>5%不滿足要求，于是λ取中間值0.5，依靠仿真可知，輸出電流THD=10.3%>5%不滿足要求，然后確定下次λ的范圍為[0,0.5]，以此類(lèi)推，直到輸出電流THD≤5%，最終得到λ的初選范圍為0≤λ≤0.016。

圖3 權(quán)重因子λ的初選范圍Fig.3 Primary range of weighting factor λ

其次，在上一步確定的初選范圍[0，0.016]基礎(chǔ)上，同時(shí)考慮網(wǎng)側(cè)無(wú)功功率與輸出電流THD，以這兩個(gè)因素為約束對(duì)權(quán)重因子細(xì)選。將λ從0增至0.016，記錄每個(gè)λ所對(duì)應(yīng)的輸出電流THD與無(wú)功功率，將這些數(shù)據(jù)點(diǎn)繪在一起，可得到如圖4所示的曲線，兩線相交處即為同時(shí)滿足輸出電流THD與無(wú)功功率最小的λ值，由圖可知，權(quán)重因子λ=0.004 5時(shí)可同時(shí)滿足上述要求。

圖4 輸入無(wú)功Q和輸出電流THD與權(quán)重因子λ的關(guān)系曲線Fig.4 Relationship between reactive power Q and THD of output current and weighting factor λ

2 實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證

為了驗(yàn)證上述方案的正確性和有效性，搭建以數(shù)字信號(hào)處理器+現(xiàn)場(chǎng)可編程門(mén)陣列(DSP+FPGA)為核心控制器，功率450 W的實(shí)驗(yàn)樣機(jī)，其中硬件系統(tǒng)實(shí)現(xiàn)框圖如圖5所示，實(shí)驗(yàn)樣機(jī)如圖6所示。表4為實(shí)驗(yàn)參數(shù)，圖7為控制流程圖。分別對(duì)不同工況下系統(tǒng)所采用的預(yù)測(cè)控制方案進(jìn)行實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證。

圖5 TSMC硬件系統(tǒng)實(shí)現(xiàn)框圖Fig.5 Diagram of hardware system for TSMC

圖6 實(shí)驗(yàn)樣機(jī)Fig.6 Experimental prototype

參數(shù)名稱(chēng)參數(shù)值輸入電壓100 V/50 Hz輸入濾波器Rf=0.5 Ω; Lf=1.2 mH; Cf=2 μF負(fù)載Rl=10 Ω; Ll=10 mH權(quán)重因子0.004 5采樣頻率20 kHz死區(qū)時(shí)間3 μs

圖7 預(yù)測(cè)控制流程圖Fig.7 Flow chart of predictive control

2.1 正常工況下預(yù)測(cè)電流控制驗(yàn)證

將輸入無(wú)功功率最小與輸出電流誤差共同加入品質(zhì)函數(shù)進(jìn)行實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證，仿真與實(shí)驗(yàn)波形如圖8所示，其中uuv表示輸出線電壓。圖8(a)、(b)為網(wǎng)側(cè)相電壓與相電流的仿真與實(shí)驗(yàn)波形，由波形可知，網(wǎng)側(cè)相電流與相電壓時(shí)刻保持同相位，網(wǎng)側(cè)功率因數(shù)接近于1，從而驗(yàn)證了預(yù)測(cè)控制下TSMC良好的網(wǎng)側(cè)性能。圖8(c)、(d)分別為預(yù)測(cè)控制下TSMC的輸出三相電流與輸出線電壓穩(wěn)態(tài)波形，從波形可看出，三相電流頻率為100 Hz，輸出紋波較低，穩(wěn)態(tài)性能良好。圖9為輸出電流頻率由6 A、100 Hz階躍變化至5 A、200 Hz后又恢復(fù)至6 A、100 Hz的動(dòng)態(tài)變化仿真與實(shí)驗(yàn)波形，由圖可看出，輸出電流階躍變化響應(yīng)快，波形正弦度良好，證明TSMC具有優(yōu)良的動(dòng)態(tài)性能。

圖8 預(yù)測(cè)電流控制穩(wěn)態(tài)性能驗(yàn)證Fig.8 Predictive control steady state performance verification

圖9 預(yù)測(cè)電流控制動(dòng)態(tài)性能驗(yàn)證Fig.9 Predictive control dynamic performance verification

2.2 非正常工況下不同策略時(shí)TSMC性能對(duì)比

在實(shí)際工程中，系統(tǒng)往往要求能一定程度抵御非正常工況的影響，為驗(yàn)證TSMC預(yù)測(cè)控制的高抗擾特性，分別從電網(wǎng)電壓不平衡與突升突降、三相負(fù)載不對(duì)稱(chēng)三方面對(duì)TSMC在傳統(tǒng)閉環(huán)控制與預(yù)測(cè)控制下的系統(tǒng)抗擾性進(jìn)行了測(cè)試。

考慮到實(shí)驗(yàn)的可操作性，三相電網(wǎng)電壓分別設(shè)置為usa=50V、usb=60V、usc=80V，圖10和圖11分別為傳統(tǒng)控制與預(yù)測(cè)控制方案下電網(wǎng)不平衡時(shí)TSMC波形，其中圖10(a)、(b)與圖11(a)、(b)分別為傳統(tǒng)控制與預(yù)測(cè)控制方案下的網(wǎng)側(cè)相電壓、相電流仿真與實(shí)驗(yàn)波形；圖10(c)、(d)與圖11(c)、(d)分別為傳統(tǒng)控制與預(yù)測(cè)控制方案下的三相輸出電流波形。經(jīng)波形對(duì)比可知，三相電網(wǎng)不平衡工況時(shí)，傳統(tǒng)控制方案對(duì)電網(wǎng)不平衡的影響抑制能力有限，需額外增設(shè)補(bǔ)償模塊才能消除不平衡的影響。相比于傳統(tǒng)控制方案，預(yù)測(cè)控制始終以輸入無(wú)功及輸出電流跟蹤誤差為零為控制目標(biāo)，于是預(yù)測(cè)控制方案下TSMC仍具有單位功率因數(shù)，輸出電流跟蹤參考，三相輸出電流基本平衡，從而驗(yàn)證了預(yù)測(cè)控制對(duì)TSMC網(wǎng)側(cè)電壓不平衡的影響具有一定程度的抑制作用，提高了TSMC的抗擾性。

圖10 傳統(tǒng)控制下電網(wǎng)不平衡時(shí)波形Fig.10 Waveforms of traditional control in input imbalance

圖11 預(yù)測(cè)控制下電網(wǎng)不平衡時(shí)波形Fig.11 Waveforms of predictive control in input imbalance

圖12和圖13分別為電網(wǎng)電壓由100V跌落至90V時(shí)傳統(tǒng)控制與預(yù)測(cè)控制方案下的仿真與實(shí)驗(yàn)波形，其中圖12(a)和(b)分別為傳統(tǒng)控制策略下網(wǎng)側(cè)電壓與輸出電流波形，由波形知，在電網(wǎng)電壓跌落時(shí)，傳統(tǒng)閉環(huán)控制方案雖一定程度抑制了輸出電流幅值變化，但卻使輸出電流波形嚴(yán)重畸變。圖13(a)、(b)分別為預(yù)測(cè)控制下電壓跌落時(shí)網(wǎng)側(cè)電壓的仿真與實(shí)驗(yàn)波形；圖13(c)和(d)分別為預(yù)測(cè)控制下電壓跌落時(shí)輸出三相電流、輸出線電壓的仿真與實(shí)驗(yàn)波形。由波形知，預(yù)測(cè)控制以輸出電流誤差最小為控制目標(biāo)之一，即使網(wǎng)側(cè)電壓跌落，但輸出電流仍能夠跟蹤參考，仍能使三相輸出電流平衡并具有較好的正弦度。由此，相比于傳統(tǒng)的PID控制方案，預(yù)測(cè)控制能更有效地抑制網(wǎng)側(cè)電壓跌落對(duì)系統(tǒng)的影響，從而使系統(tǒng)具有更強(qiáng)的抗擾性。

圖12 傳統(tǒng)控制下電壓跌落時(shí)波形Fig.12 Waveforms of traditional control at voltage drop

圖14和圖15分別為三相負(fù)載RL1=10 Ω、RL2=7 Ω、RL3=6 Ω不對(duì)稱(chēng)時(shí)的仿真和實(shí)驗(yàn)波形，其中圖14(a)、(b)和圖15(a)、(b)分別為傳統(tǒng)控制和預(yù)測(cè)控制下的網(wǎng)側(cè)相電壓、相電流波形；圖14(c)、(d)和圖15(c)、(d)分別為傳統(tǒng)控制和預(yù)測(cè)控制下的輸出三相電流和線電壓波形。由波形知，即使在負(fù)載不平衡條件下，預(yù)測(cè)控制下TSMC仍能實(shí)現(xiàn)控制目標(biāo)，相較于傳統(tǒng)調(diào)制策略，其輸出的三相電流幅值更平衡且具有更好的正弦度，使系統(tǒng)具有更強(qiáng)的抵御負(fù)載不平衡擾動(dòng)影響的能力。

圖14 傳統(tǒng)控制下負(fù)載不對(duì)稱(chēng)時(shí)波形Fig.14 Results of traditional control under unbalanced load

圖15 預(yù)測(cè)控制下負(fù)載不對(duì)稱(chēng)時(shí)波形Fig.15 Results of predictive control under unbalanced load

3 結(jié) 語(yǔ)

本文研究了一種適用于TSMC的預(yù)測(cè)電流控制，以TSMC離散化數(shù)學(xué)模型為基礎(chǔ)，利用當(dāng)前時(shí)刻的采樣值對(duì)下一時(shí)刻的輸入輸出電流量做出預(yù)測(cè)計(jì)算，將網(wǎng)側(cè)無(wú)功功率最小和輸出電流誤差作為控制目標(biāo)，循環(huán)優(yōu)化開(kāi)關(guān)狀態(tài)，使其在正常和非正常工況下輸出電流均能時(shí)刻跟隨參考給定，提高了系統(tǒng)魯棒性，降低了前后級(jí)耦合影響，并實(shí)現(xiàn)了“綠色”網(wǎng)側(cè)性能。此研究對(duì)于解決矩陣變換器耦合和弱抗擾性問(wèn)題具有重要借鑒意義。