一種基于FPGA的自適應(yīng)射頻對(duì)消方法

陳少華 王冬華 祁 全 楊曉偉

(1.中國(guó)電子科技集團(tuán)公司第二十八研究所 南京 210007；2.中國(guó)船舶重工集團(tuán)公司第七二四研究所 南京 211153)

0 引言

調(diào)頻連續(xù)波(FMCW)雷達(dá)發(fā)射平均功率等于峰值功率，故只需要承載較小發(fā)射功率的器件，便于固態(tài)化設(shè)計(jì)，其采用連續(xù)收發(fā)的工作方式，理論上不存在測(cè)距盲區(qū)[1]，相較于脈沖體制雷達(dá)，其雷達(dá)架構(gòu)相對(duì)簡(jiǎn)單、尺寸更小、重量更輕、成本更低，廣泛應(yīng)用于船舶導(dǎo)航、汽車避碰、導(dǎo)彈導(dǎo)引頭、無人機(jī)載成像等領(lǐng)域。

調(diào)頻連續(xù)波(FMCW)雷達(dá)采用連續(xù)收發(fā)的工作方式，因此發(fā)射信號(hào)會(huì)泄露進(jìn)接收通道，惡化接收機(jī)靈敏度，使接收機(jī)前端飽和，甚至阻塞，這成為制約調(diào)頻連續(xù)波(FMCW)雷達(dá)發(fā)展的主要因素[2]。根據(jù)天線數(shù)量，調(diào)頻連續(xù)波(FMCW)雷達(dá)分為單天線和雙天線兩種。雙天線調(diào)頻連續(xù)波(FMCW)雷達(dá)采用天線空間隔離方式，并加裝吸波材料和金屬屏蔽等措施，可有效提高其收發(fā)間隔離度。但是，雙天線雷達(dá)系統(tǒng)的體積、重量和制作成本明顯增加，不利于系統(tǒng)的輕型化和低成本設(shè)計(jì)。單天線調(diào)頻連續(xù)波(FMCW)雷達(dá)克服了雙天線雷達(dá)在體積、重量和成本上的缺點(diǎn)，但如何有效提高其收發(fā)間隔離度成為必須要解決的問題[3-5]。本文基于LMS自適應(yīng)算法[6-8]，利用FPGA實(shí)時(shí)對(duì)消泄漏進(jìn)接收通道的發(fā)射信號(hào)，有效提高單天線調(diào)頻連續(xù)波(FMCW)雷達(dá)收發(fā)間的隔離度。

1 系統(tǒng)描述

基于FPGA的自適應(yīng)射頻對(duì)消系統(tǒng)由饋通模塊、誤差檢測(cè)模塊、DSP模塊組成，其組成框圖如圖1所示。發(fā)射信號(hào)通過上行通道，經(jīng)環(huán)形器泄漏進(jìn)入下行通道，因?yàn)閱翁炀€調(diào)頻連續(xù)波(FMCW)雷達(dá)系統(tǒng)發(fā)射信號(hào)的同時(shí)接收回波信號(hào)，且環(huán)形器的隔離度僅有30dB左右，泄漏進(jìn)下行通道的發(fā)射信號(hào)嚴(yán)重惡化接收機(jī)的靈敏度，使下行的接收機(jī)飽和、阻塞[9-10]。自適應(yīng)射頻對(duì)消系統(tǒng)即產(chǎn)生一個(gè)與泄漏信號(hào)幅度相等、相位相反的對(duì)消信號(hào)，實(shí)時(shí)對(duì)消泄漏進(jìn)下行通道的發(fā)射信號(hào)，從而提高收發(fā)間的隔離度，保證下行接收機(jī)的動(dòng)態(tài)范圍。

圖1 射頻對(duì)消系統(tǒng)

饋通模塊產(chǎn)生對(duì)消信號(hào)[11-12]，即通過耦合一路射頻信號(hào)經(jīng)矢量調(diào)制器進(jìn)行幅度和相位控制，輸出的對(duì)消信號(hào)經(jīng)耦合器與接收機(jī)前端的泄漏信號(hào)進(jìn)行對(duì)消。

誤差檢測(cè)模塊檢測(cè)對(duì)消后殘余泄漏信號(hào)的幅度和相位信息。為實(shí)現(xiàn)良好的泄漏對(duì)消性能，采用外差式結(jié)構(gòu)，使誤差信號(hào)調(diào)制于參考外差頻率上，消除了模擬混頻器的直流偏移問題，即通過將耦合來的另一路射頻信號(hào)作為正交混頻器的LO，與參考外差信號(hào)混頻后，再經(jīng)放大與殘余泄漏信號(hào)進(jìn)一步下混頻，最終輸出誤差調(diào)制信號(hào)，送后級(jí)DSP模塊進(jìn)行信號(hào)處理。

DSP模塊為數(shù)字信號(hào)處理模塊[13]，其原理框圖如圖2所示。對(duì)誤差檢測(cè)模塊送來的參考外差信號(hào)與誤差調(diào)制信號(hào)進(jìn)行A/D采樣，通過數(shù)字正交、低通濾波計(jì)算出殘余泄漏信號(hào)的幅度、相位信息，再根據(jù)LMS自適應(yīng)算法，產(chǎn)生I、Q兩路控制矢量，通過D/A轉(zhuǎn)換成模擬I、Q信號(hào)后，送至饋通模塊的矢量調(diào)制器，調(diào)節(jié)對(duì)消信號(hào)的幅度和相位[14]。整個(gè)射頻對(duì)消系統(tǒng)構(gòu)成一個(gè)閉環(huán)反饋系統(tǒng)，當(dāng)環(huán)路收斂后，即能夠?qū)崟r(shí)對(duì)消泄漏進(jìn)下行通道的發(fā)射信號(hào)。

圖2 DSP模塊原理框圖

2 LMS自適應(yīng)算法

射頻對(duì)消系統(tǒng)中DSP模塊中的I、Q矢量迭代更新即基于LMS自適應(yīng)算法。LMS自適應(yīng)算法即最小均方根算法，其權(quán)矢量WI和WQ如式1所示。

(1)

式(1)中：n是迭代次數(shù)，μ是控制穩(wěn)定度和收斂速度的常數(shù)，e(n)是誤差矢量。送至饋通模塊中矢量調(diào)制器的I、Q兩路信號(hào)根據(jù)式(1)完成更新，矢量調(diào)制器產(chǎn)生對(duì)消信號(hào)，實(shí)時(shí)對(duì)消泄漏進(jìn)下行通道的發(fā)射信號(hào)。

設(shè)誤差檢測(cè)模塊送至DSP模塊的誤差調(diào)制信號(hào)為：

e(t)=β·cos[ωlot+Φ(t)]

(2)

參考外差信號(hào)為：

XAI(t)=α·cos[ωlot]

(3)

其經(jīng)過90°相移后，信號(hào)為：

XQI(t)=α·sin[ωlot]

(4)

其中ωlo為參考外差信號(hào)的角頻率，Φ(t)為誤差信號(hào)與參考外差信號(hào)的相位差。誤差調(diào)制信號(hào)分別與I、Q兩路參考信號(hào)混頻后為：

Iout=XAI(t)·e(t)

=αβ{cos[Φ(t)]+cos[2ωlot+Φ(t)]}

Qout=XAQ(t)·e(t)

=αβ{sin[Φ(t)]+sin[2ωlot+Φ(t)]}

(5)

經(jīng)過低通濾波后，高頻分量被濾除，I、Q兩路表示為：

(6)

根據(jù)式(1)，I、Q矢量進(jìn)行迭代更新：

(7)

饋通模塊中的矢量調(diào)制器根據(jù)控制矢量WI、WQ控制從上行耦合過來的射頻信號(hào)的幅度和相位，產(chǎn)生與泄漏信號(hào)幅度相等、相位相反的對(duì)消信號(hào)。DSP模塊中的算法在Xilinx FPGA芯片內(nèi)實(shí)現(xiàn)，控制矢量WI、WQ每次迭代更新速度可以靈活控制，且具有良好的實(shí)時(shí)性[15]，經(jīng)過多次迭代更新后，控制矢量WI、WQ分別收斂于一個(gè)直流信號(hào)，泄漏信號(hào)被實(shí)時(shí)對(duì)消，射頻對(duì)消系統(tǒng)達(dá)到一個(gè)穩(wěn)定狀態(tài)。

3 仿真分析

3.1 單頻點(diǎn)狀態(tài)下仿真分析

設(shè)雷達(dá)工作周期為0.1ms，發(fā)射信號(hào)為單頻信號(hào)，工作頻點(diǎn)為35MHz，采樣率為100MHz，泄漏進(jìn)入下行支路的信號(hào)幅度A0為0.85，初始相位為π/5，信噪比為19.3dB，從上行耦合進(jìn)入饋通模塊的參考信號(hào)幅度A1為0.35，初始相位為π/9。從圖3、圖4中可以看出，隨著I、Q控制矢量不斷迭代更新，整個(gè)對(duì)消系統(tǒng)在0.03ms內(nèi)達(dá)到穩(wěn)定狀態(tài)，控制矢量I、Q分別收斂于2.34和-0.67，通過調(diào)整參數(shù)μ可以控制整個(gè)算法的收斂時(shí)間，參數(shù)μ越大，算法收斂時(shí)間越快，參數(shù)μ增大會(huì)導(dǎo)致I、Q控制矢量在穩(wěn)定狀態(tài)下的波動(dòng)變大，降低系統(tǒng)的穩(wěn)定性。從圖5中可以看出，對(duì)消前下行支路幅度為64.72dB，對(duì)消后下行支路信號(hào)幅度被抑制到噪聲以下，對(duì)消深度大于65dB。

圖3 單頻狀態(tài)下誤差調(diào)制信號(hào)波形圖

圖4 單頻狀態(tài)下控制矢量I、Q波形圖

圖5 單頻狀態(tài)下對(duì)消前后下行支路信號(hào)頻譜對(duì)比

3.2 線性調(diào)頻狀態(tài)下仿真分析

設(shè)雷達(dá)工作周期為0.1ms，發(fā)射信號(hào)為線性調(diào)頻信號(hào)，帶寬為20MHz，工作頻點(diǎn)為75MHz，采樣率為100MHz，泄漏進(jìn)入下行支路的信號(hào)幅度A0為0.95，初始相位為π/7，信噪比為19.8dB，從上行耦合進(jìn)入饋通模塊的參考信號(hào)幅度A1為0.4，初始相位為π/10。參數(shù)μ越大，收斂速度越快，但達(dá)到穩(wěn)定狀態(tài)時(shí)I、Q控制矢量波動(dòng)越大，設(shè)置參數(shù)μ為0.1時(shí)，從圖6、圖7可以看出，對(duì)消系統(tǒng)在0.03ms內(nèi)達(dá)到穩(wěn)定狀態(tài)，最終控制矢量I、Q分別收斂于2.35和-0.32。從圖8可以看出，對(duì)消前泄漏進(jìn)入下行支路的線性調(diào)頻信號(hào)幅度為41.8dB，對(duì)消后，泄漏進(jìn)入下行支路信號(hào)被抑制到噪聲以下，對(duì)消深度大于42dB。

圖6 線性調(diào)頻狀態(tài)下誤差調(diào)制信號(hào)波形圖

圖7 線性調(diào)頻狀態(tài)下控制矢量I、Q波形圖

圖8 線性調(diào)頻狀態(tài)下對(duì)消前后下行支路信號(hào)頻譜圖

4 實(shí)驗(yàn)結(jié)果

4.1 單頻點(diǎn)狀態(tài)下實(shí)驗(yàn)結(jié)果

在X波段單天線連續(xù)波雷達(dá)平臺(tái)上，產(chǎn)生頻率為9.41GHz的單頻信號(hào)，其經(jīng)過天線反射及環(huán)形器泄漏進(jìn)入下行通道的信號(hào)功率為3.86dBm，其進(jìn)入接收通道后，接收通道直接飽和，整個(gè)雷達(dá)系統(tǒng)無法正常工作，射頻對(duì)消系統(tǒng)穩(wěn)定對(duì)消后，泄漏進(jìn)入下行通道的信號(hào)功率被抑制到-41.11dBm，對(duì)消深度達(dá)到44.97dB，接收通道不會(huì)被阻塞，雷達(dá)系統(tǒng)能夠正常工作。

圖9 對(duì)消前后單頻信號(hào)頻譜對(duì)比圖

4.2 線性調(diào)頻狀態(tài)下實(shí)驗(yàn)結(jié)果

在X波段單天線連續(xù)波雷達(dá)平臺(tái)上，產(chǎn)生中心頻率為9.41GHz、帶寬為150MHz，掃頻時(shí)間為1ms的線性調(diào)頻信號(hào)，其泄漏進(jìn)入下行的信號(hào)功率為4.47dBm，經(jīng)過對(duì)消后，泄漏信號(hào)功率僅為-35dBm左右，對(duì)消深度達(dá)到40dB，有效抑制了泄漏進(jìn)入接收通道的信號(hào)功率，保證接收機(jī)前端不飽和。線性調(diào)頻狀態(tài)下，對(duì)消深度與整個(gè)環(huán)路響應(yīng)時(shí)間有很大相關(guān)性，利用FPGA實(shí)現(xiàn)對(duì)消算法，可以保證環(huán)路的響應(yīng)時(shí)間滿足線性調(diào)頻狀態(tài)下的掃頻要求，這樣才能達(dá)到理想的對(duì)消深度。

圖10 對(duì)消前后線性調(diào)頻信號(hào)頻譜對(duì)比圖

5 結(jié)束語(yǔ)

射頻對(duì)消系統(tǒng)是一個(gè)模擬與數(shù)字相結(jié)合的系統(tǒng)，有效解決了單天線連續(xù)波體制雷達(dá)前端收發(fā)隔離度不夠的問題[16]。在饋通模塊、誤差檢測(cè)模塊設(shè)計(jì)過程中射頻信號(hào)通過耦合單元時(shí)，合成器、耦合器會(huì)惡化噪聲系數(shù)，所以需選擇插損較小的合成器或者耦合器，使射頻對(duì)消系統(tǒng)對(duì)噪聲系數(shù)的影響最低。LMS自適應(yīng)算法在FPGA芯片內(nèi)實(shí)現(xiàn)，F(xiàn)PGA芯片特有的并行運(yùn)算能力，保證了算法的環(huán)路響應(yīng)時(shí)間。射頻對(duì)消系統(tǒng)在X波段單天線調(diào)頻連續(xù)波雷達(dá)平臺(tái)上進(jìn)行了驗(yàn)證[17]，對(duì)于帶寬為150M，掃頻時(shí)間為1ms的線性調(diào)頻信號(hào)，其對(duì)消深度達(dá)到了40dB，且環(huán)形器隔離度有30dB，則前端隔離度達(dá)到70dB，驗(yàn)證了該射頻對(duì)消系統(tǒng)的有效性。