基于IPD技術的集總元件寬帶Wilkinson功分器*

錢州強，邢孟江

（昆明理工大學信息工程與自動化學院，云南 昆明 650504）

0 引 言

隨著無線電技術的飛速發展，功率分配器作為系統中的重要設備，相關技術也得到了廣泛和深入的研究。傳統的威爾金森功分器只能工作在單一頻率上，無法滿足寬帶技術在無線通信中的要求。現在對基于傳輸線技術的寬帶威爾金森功率分配器的研究取得了很多成果[1-3］。然而，這些基于傳輸線的功率分配器在印刷電路板上占用很大的芯片面積，增加了成本并導致了額外的功耗能力[4］。本文提出的集總分量Wilikinson功率分配器，采用LC阻抗變換部分代替傳統的電路傳輸線，大大減小了功率分配器的尺寸[5］。功率分配器也可以使用IPD工藝制造。

1 IPD制造過程

集成無源器件技術可將分立無源器件集成到襯底中，并提高Q因子和系統集成度。Q因子高達70的電感可以通過高阻硅（HRS）IPD技術來制備，因為高電阻硅襯底具有良好的RF特性[6］。基于薄膜技術的HRS-IPD具有高精度，高集成度的特點，同時可將特征尺寸減小一個數量級。 采用成熟的硅技術可以實現成本更低的批量制造。此外，HRS-IPD技術可以與硅通孔（TSV）技術相結合，實現3D系統封裝，分析表明HRS-IPD技術在系統集成方面具有良好的應用前景[7］。

目前可用的IPD技術分為厚膜技術和薄膜技術。低溫共燒陶瓷（LTCC）是一種典型的厚膜IPD技術，廣泛用于民用通信，軍事電子產品[8］。然而，陶瓷基片燒結收縮嚴重，很難形成高精度的嵌入式元件[2］?；诠饪?，化學氣相沉積（CVD），磁控濺射和其他工藝的薄膜IPD技術可以提供優異的器件精度和功能密度?；诖?，無源器件的尺寸可以減小一個數量級。常用的襯底材料是硅，玻璃。由于硅具有價格低，導熱性好，與IC生產工藝兼容等優點，因此被廣泛應用于IPD技術[9］。

IPD工藝流程圖如圖1所示，有三層電鍍銅用于金屬-絕緣體-金屬（MIM）電容器，螺旋電感器和互連。用作互連的第一層金屬（M1）和用于MIM電容器的背板使用厚度為1 μm的銅。 使用厚度為0.2 μm的電介質（D1）作為MIM電容器的絕緣層。Cu從0.65 μm的厚度作為第二層金屬（M2），第二層金屬是MIM電容器的頂部。用厚度為10 μm的銅層作為第三層金屬（M3），用于實現螺旋電感和引線鍵合焊盤。介電層（D2）是用于將螺旋電感的M3層與M1層的下層路徑分開的低k介電層。低k材料用作絕緣層（PV）以保護頂部金屬M3。

圖1 IPD工藝圖

2 電路設計

集總元件Wilkinson功率圖的電路配置如圖2所示，它是一個N單元電路，包括一個N波段LC阻抗變換網絡和N個跨接電阻。如圖2所示，電路關于平面A-A'對稱，并且可以使用奇偶模式激勵方法進行分析。A-A'對應于磁壁，即打開狀態；當2,3端口，A-A'中的奇模激勵相當于壁時，即短路狀態。圖3和圖4分別給出了在偶模激勵和奇模激勵下的等效電路。

圖2 集總元件Wilkinson功率分配器電路

圖3 奇模激勵的等效電路

圖4 偶模激勵的等效電路

圖5 兩級功率分配器的電路

在奇模激勵電路中，第i段(i=1,2,…,n)的輸入導納為：

以此類推：

因此，奇模激勵電路的輸入阻抗為：

在偶模激勵電路中，第i段(i=1,2,…,n)的輸入導納為:

以此類推：

本電路中奇模與偶模的反射系數為：

根據三端口對稱網絡分析理論，網絡的散射參數為：

在上面的等式中，Γo/e是奇數/偶數模式的反射系數。威爾金森功率分配器是所有端口匹配的網絡，所以式（12）和式（13）等于0;同時端口3和端口3是隔離的，所以式（11）等于0。所以我們可以很容易地計算下面的值。

在圖4中，由于沒有電流通過隔離導納，可以看作是開路，所以兩個輸出電路都可以看作是LC阻抗變換器，可以將2Z0轉換為Z0。因此，偶模激勵電路可以采用N階Chebyshev寬帶阻抗轉換網絡，Dauid等人給出了公式[10］。

此時，N階威爾金森功率分配器的問題轉化為阻抗比為2∶1的寬帶阻抗變換（偶模）和寬帶阻抗匹配（奇模）的問題。

當N=2時，威爾金森功分器的相對帶寬約為0.8，奇模電路的零點可以匹配整個頻段的輸出端口，得到更好的隔離。從式（1）、式（2）、式（3）、式（4）可以得到兩級威爾金森功分器奇模電路的輸入導納和輸入反射系數。

在以上所有公式中，

通過將式（16）代入式（9）可以獲得以下結果。

從式（15）知道Γo2=0，所以式（18）中的分子必須為0。因此，分子的實部和虛部也是0?？梢杂嬎愠觯?/p>

當N=2時，相對帶寬為0.8，中心頻率為1 GHz，電容和電感分別為：C1=1.2 pF，C2=2.5 pF；L1=13.5 nH，L2=7.5nH[11］。式（21）得到的隔離電阻值為：R1=360Ω，R2=205Ω。如圖5所示。

3 功分器的仿真與模型的建立

使用ADS繪制圖6所示的電路，仿真S參數，如圖7所示。從圖7可以看出，在0.745～1.3 GHz頻段，功率分配器的分配損耗小于0.1 dB，輸入反射系數和隔離度均低于-20 dB。根據本文提到的IPD過程，HFSS中繪制的模型如圖8所示，S參數的模擬如圖8所示。圖8中模型的尺寸僅為1.8 mm×1.5 mm。S參數值也符合設計要求。

圖7 ADS中功率分配器的S參數

圖8 HFSS中的功率分配器模型

圖9 HFSS中功率分配器的S參數

4 結 語

在分析功率分配器奇模阻抗的基礎上，推導了兩級功分器的分量公式。采用LC阻抗轉換部分代替傳統的電路傳輸線，大大縮小了功率分配器的尺寸。IPD技術不僅可以將無源器件集成到基板中以提高系統集成度，而且還可以產生高Q值電感。與LTCC等技術相比，高阻硅IPD技術具有集成度高的優點。我們還可以利用晶圓平臺的優勢，輕松利用現有的生產線進行批量生產。