基于模型預(yù)測(cè)的三電平PWM變流器直接功率控制

李慧敏，李慧，范新橋

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基于模型預(yù)測(cè)的三電平PWM變流器直接功率控制

李慧敏，李慧，范新橋

（北京信息科技大學(xué)自動(dòng)化學(xué)院，北京市 海淀區(qū) 100192）

為了滿足脈寬調(diào)制型變流器功率響應(yīng)速度快以及絕緣柵雙極型晶體管開關(guān)頻率恒定等要求，提出了基于模型預(yù)測(cè)的直接功率控制策略用于三電平PWM變流器。該控制策略采用電壓外環(huán)、功率內(nèi)環(huán)的雙閉環(huán)控制，外環(huán)省略了鎖相環(huán)環(huán)節(jié)，簡(jiǎn)化了控制系統(tǒng)結(jié)構(gòu)；內(nèi)環(huán)無(wú)需PI調(diào)節(jié)器，參數(shù)設(shè)計(jì)簡(jiǎn)單，響應(yīng)速度快。利用MATLAB/ SIMULINK仿真平臺(tái)搭建了三電平中性點(diǎn)箝位型PWM變流器模型，對(duì)比分析了提出的控制策略與傳統(tǒng)PI控制的效果。仿真結(jié)果表明，新的控制策略有效降低了交流側(cè)電流總諧波失真率，提高了交流側(cè)功率因數(shù)，具有良好的動(dòng)態(tài)和穩(wěn)態(tài)性能。

PWM變流器；中性點(diǎn)箝位型；模型預(yù)測(cè)；直接功率控制；雙閉環(huán)PI控制

0 引言

隨著新能源發(fā)電技術(shù)的快速發(fā)展，三相脈寬調(diào)制(pulse width modulation，PWM)變流器在風(fēng)力發(fā)電、光伏發(fā)電等領(lǐng)域中得到了廣泛應(yīng)用，成為電力領(lǐng)域內(nèi)的一個(gè)重要研究方向[1-5]。目前，電壓型三電平中性點(diǎn)箝位型PWM變流器是最常用的多電平變流器，三電平中性點(diǎn)箝位 (neutral point clamped，NPC) 型PWM變流器對(duì)硬件要求較低，是一種得到廣泛應(yīng)用的變換器結(jié)構(gòu)。相比于傳統(tǒng)的兩電平變流器結(jié)構(gòu)具有很多優(yōu)點(diǎn)，如功率器件開關(guān)應(yīng)力小、直流母線電壓等級(jí)高、輸出電壓諧波含量低等[6]。

在三電平NPC型PWM變流器中，最常用的直接功率控制策略基本上都是采用電壓外環(huán)和功率內(nèi)環(huán)的雙閉環(huán)控制結(jié)構(gòu)[7-8]。國(guó)外學(xué)者結(jié)合瞬時(shí)功率理論[9-11]和直接轉(zhuǎn)矩控制提出了直接功率控制(direct power control，DPC)策略[12-13]。目前，常見的直接功率控制策略主要有以下幾大類：1）基于空間電壓矢量調(diào)制的直接功率控制策略[14]；2）基于電網(wǎng)電壓定向的直接功率控制[15]；3）基于虛擬磁鏈定向的直接功率控制[16]；4）基于功率預(yù)測(cè)的直接功率控制[17]；5）基于瞬時(shí)無(wú)功功率理論的直接功率控制[18]。上述方法均采用開關(guān)表的方式對(duì)功率器件開關(guān)信號(hào)進(jìn)行選擇，無(wú)法實(shí)現(xiàn)固定的開關(guān)頻率，而且還增加了功率開關(guān)的損耗[19-21]。

針對(duì)直接功率控制策略開關(guān)頻率不固定和傳統(tǒng)PI控制器超調(diào)量大、動(dòng)態(tài)響應(yīng)慢的問(wèn)題，本文在分析三電平NPC型PWM變流器數(shù)學(xué)模型的基礎(chǔ)上，提出了基于模型預(yù)測(cè)的直接功率控制策略，引入模型預(yù)測(cè)(model prediction，MP)方法，通過(guò)空間矢量脈寬調(diào)制(space vector pulse width modulation，SVPWM)代替?zhèn)鹘y(tǒng)的開關(guān)表和滯環(huán)比較器，實(shí)現(xiàn)了固定的開關(guān)頻率，降低了功率紋波。最后，通過(guò)仿真驗(yàn)證了所提算法的正確性和可行性。

1 三電平NPC型PWM變流器的數(shù)學(xué)模型

1.1 拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)

三電平NPC型PWM變流器拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)如圖1所示。圖中，abc分別為電網(wǎng)三相電壓；abc分別為電網(wǎng)三相電流；abc分別為變流器側(cè)相電壓；dc為直流母線電壓；dc為直流負(fù)載電流；分別為電網(wǎng)側(cè)濾波電抗器的等效電阻和電感；L為等效負(fù)載；為直流側(cè)濾波電感；NP為參考點(diǎn)。

圖1 三電平NPC型PWM變流器主電路拓?fù)鋱D

在穩(wěn)態(tài)時(shí)，可以得到電網(wǎng)三相電壓在坐標(biāo)系下的數(shù)學(xué)模型為

式中=[e e]T、=[i i]T、=[u u]T分別為電網(wǎng)三相電壓、變流器輸入電流、變流器輸入電壓在坐標(biāo)系下的矢量。

1.2 瞬時(shí)功率理論

同理，不難得出基于坐標(biāo)系的瞬時(shí)無(wú)功功率計(jì)算式為

于是，式(3)和式(4)可用矩陣形式表示為

2 基于模型預(yù)測(cè)的直接功率控制策略

2.1 控制策略原理

圖3為三相PWM變流器的MP-DPC策略原理圖。針對(duì)三電平NPC型PWM變流器而言，應(yīng)用模型預(yù)測(cè)算法代替?zhèn)鹘y(tǒng)直流功率控制的滯環(huán)比較器，可以將SVPWM技術(shù)運(yùn)用于三相PWM變流器中代替?zhèn)鹘y(tǒng)的開關(guān)矢量表。基本思想是：首先在兩相靜止坐標(biāo)系下計(jì)算網(wǎng)側(cè)瞬時(shí)有功、無(wú)功功率，將其與給定的功率值進(jìn)行比較，得到偏差后送入MP-DPC控制器中，計(jì)算出變流器參考電壓矢量u，通過(guò)SVPWM技術(shù)產(chǎn)生開關(guān)信號(hào)來(lái)控制功率管的工作狀態(tài)。

圖3 三相PWM變流器的MP-DPC原理圖

變流器直流側(cè)采用電壓反饋環(huán)對(duì)直流母線電壓進(jìn)行控制，維持直流母線電壓穩(wěn)定。將直流電壓參考值dcref與實(shí)際值dc的偏差經(jīng)PI調(diào)節(jié)器輸出后，乘以實(shí)際值dc得到交流側(cè)有功功率的輸出參考值*。為保證變流器交流側(cè)工作在單位功率因數(shù)狀態(tài)，本文將無(wú)功功率參考值*設(shè)為0。

2.2 MP-DPC數(shù)學(xué)模型

采用模型預(yù)測(cè)的直接功率控制策略時(shí)，需要將變流器的數(shù)學(xué)模型進(jìn)行離散化處理。當(dāng)采樣時(shí)間為T時(shí)，設(shè)kT時(shí)刻交流側(cè)電源電壓、變流器側(cè)電壓以及輸入電流分別為()、()、()。對(duì)式(1)進(jìn)行離散化處理，得到電流的預(yù)測(cè)模型[23]如下：

假設(shè)采樣周期T遠(yuǎn)小于電網(wǎng)電壓周期，電源電壓大小在2個(gè)采樣周期可看作不變，即(1)()。因此，根據(jù)式(5)，可得連續(xù)2個(gè)采樣周期的瞬時(shí)功率變化量為

式中：()，()分別為kT時(shí)刻瞬時(shí)有功功率和瞬時(shí)無(wú)功功率值；(+1)，(+1)分別為(1)T時(shí)刻瞬時(shí)有功功率和瞬時(shí)無(wú)功功率值。

將式(6)代入式(7)中，可得方程式：

基于模型預(yù)測(cè)的直接功率控制是為了使下一個(gè)周期采樣值能跟蹤其參考值，即

結(jié)合式(8)和式(9)可以推導(dǎo)出變流器交流側(cè)電壓的離散方程式為

假定2個(gè)連續(xù)采樣周期內(nèi)的跟蹤誤差保持不變，利用圖4線性擬合的方法[24]求出有功功率期望值p()，而無(wú)功功率參考值q()始終保持不變，于是得到

圖4 有功功率參考值線性擬合示意圖

3 仿真分析

為了驗(yàn)證本文所提控制策略的正確性和有效性，利用MATLAB/SIMULINK平臺(tái)搭建三電平PWM變流仿真模型，比較MP-DPC控制策略與傳統(tǒng)雙閉環(huán)PI控制策略的效果，其仿真參數(shù)如表1所示。

表1 系統(tǒng)仿真參數(shù)表

3.1 負(fù)載突變時(shí)仿真

當(dāng)系統(tǒng)運(yùn)行到2.5s時(shí)，負(fù)載由40Ω突變?yōu)?0Ω，觀察2種控制策略下直流側(cè)電壓、交流側(cè)電壓的變化情況，仿真時(shí)長(zhǎng)為5s。圖5為2種控制策略下的直流母線電壓波形。

圖5 2種控制策略下的直流側(cè)電壓波形

由圖5可知，2種控制策略都實(shí)現(xiàn)了電壓跟蹤功能，但是采用MP-DPC控制策略時(shí)，直流母線電壓的調(diào)節(jié)時(shí)間更短，超調(diào)量更小，由此說(shuō)明該方法動(dòng)態(tài)性能好，穩(wěn)定性明顯提高。

圖6(a)、(b)分別為2種控制策略下交流側(cè)A相電壓(藍(lán)色)和電流(褐色)的波形。由圖6可以看出，二者均能實(shí)現(xiàn)網(wǎng)側(cè)電壓與電流同相位，且電流波形為正弦波，但是，MP-DPC控制策略下的電流諧波明顯減小；另外，當(dāng)系統(tǒng)發(fā)生擾動(dòng)時(shí)，MP-DPC控制策略下的電流波形可以平滑過(guò)渡，系統(tǒng)具有很好的魯棒性。

圖6 2種控制策略下的A相電壓電流波形

為了進(jìn)一步分析2種情況下電流波形的諧波含量，分別對(duì)圖6中的電流波形進(jìn)行諧波分析，如圖7所示。從圖7中可知，MP-DPC控制策略的諧波失真率(THD)為4.24%，而傳統(tǒng)PI控制策略的THD為7.95%，這說(shuō)明新的控制策略降低了網(wǎng)側(cè)諧波，且奇次諧波分量很小，對(duì)電網(wǎng)的污染更小。

圖8為2種控制策略下的網(wǎng)側(cè)有功、無(wú)功功率波形。由圖8可知，MP-DPC控制下網(wǎng)側(cè)瞬時(shí)有功、無(wú)功功率紋波小，都跟蹤了指令值，實(shí)現(xiàn)了功率跟蹤，并且瞬時(shí)無(wú)功功率基本為0，實(shí)現(xiàn)了單位功率因數(shù)運(yùn)行。

3.2 直流電壓變化時(shí)仿真

為了驗(yàn)證MP-DPC控制策略滿足直流母線電壓可調(diào)的需求，假設(shè)系統(tǒng)控制參數(shù)保持不變，直流母線電壓參考值分別設(shè)為1200V和1400V，進(jìn)行仿真實(shí)驗(yàn)，仿真時(shí)間為1s，圖9為2種控制策略下直流側(cè)電壓波形圖。由圖9可知，當(dāng)直流側(cè)電壓參考值不同時(shí)，MP-DPC控制策略與傳統(tǒng)PI控制策略相比，前者均能實(shí)現(xiàn)電壓穩(wěn)定，且不受參考值大小的影響，適應(yīng)性更好。也就是說(shuō)，當(dāng)直流側(cè)電壓發(fā)生變化時(shí)，MP-DPC控制策略也能更快地跟隨電壓變化，動(dòng)態(tài)性能強(qiáng)。

圖7 2種控制策略下的網(wǎng)側(cè)電流諧波分析

圖8 2種控制策略下的網(wǎng)側(cè)瞬時(shí)有功、無(wú)功功率波形

圖9 2種控制策略下的直流側(cè)電壓波形

3.3 電感L不同取值下的仿真

由式(10)可知，交流側(cè)電感可能會(huì)對(duì)系統(tǒng)的穩(wěn)定性產(chǎn)生影響。為了驗(yàn)證MP-DPC控制策略的魯棒性，選取不同參數(shù)下的電感值作仿真分析，即1mH、5mH、10mH，仿真時(shí)間均為2s，其結(jié)果如圖10所示。

圖10 電感取值不同時(shí)的直流電壓波形

由圖10可以看出，當(dāng)交流側(cè)電感值取值差別不大時(shí)，新的控制策略對(duì)電氣參數(shù)并不敏感，能使系統(tǒng)運(yùn)行在正常狀態(tài)，實(shí)現(xiàn)直流電壓的穩(wěn)定。

4 結(jié)論

在分析三電平NPC型PWM變流器數(shù)學(xué)模型和瞬時(shí)功率理論的基礎(chǔ)上，提出了基于模型預(yù)測(cè)的直接功率控制策略，該策略結(jié)構(gòu)簡(jiǎn)單，易于實(shí)現(xiàn)；既無(wú)鎖相環(huán)環(huán)節(jié)，又減少了PI控制環(huán)節(jié)，滿足了功率響應(yīng)速度快、IGBT開關(guān)頻率恒定等要求；當(dāng)負(fù)載發(fā)生突變時(shí)，所提的控制策略具有良好的動(dòng)態(tài)性能；當(dāng)直流電壓參考值或交流電感值分別為不同取值時(shí)，該控制策略不受其參數(shù)的影響，仍具有良好的靜態(tài)性能和魯棒性。

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Model Prediction Based Direct Power Control Strategy for Three-level PWM Converter

LI Huimin, LI Hui, FAN Xinqiao

(School of Automation, Beijing Information Science & Technology University, Haidian District, Beijing 100192, China)

To meet the requirements of fast power response speed for pulse width modulation(PWM) type converter and constant switching frequency for insulated gate bipolar transistor (IGBT), a direct power control strategy based on model prediction was proposed for three-level PWM converter. The double closed-loop control was adopted in this strategy, namely voltage outer-loop and power inner-loop. The phase-locked loop in the outer-loop is omitted, which simplifies the structure of the control system. A PI regulator is not need in the inner-loop, which makes parameters’ design simple and the response speed fast. A model of three-level neutral point clamp type PWM converter was built in MATLAB/SIMULINK. The effects between the presented control strategy and traditional PI control were analyzed. The simulation results show that the new control strategy effectively reduces the total harmonic distortion rate of the AC-side current, improves the AC-side power factor, and has good dynamic andsteady-state characteristics.

pulse width modulation (PWM) converter；neutral point clamped type; model prediction; direct power control; double closed-loop PI control.

10.12096/j.2096-4528.pgt.18254

2018-12-14。

李慧敏(1994)，女，碩士研究生，研究方向?yàn)轱L(fēng)力發(fā)電系統(tǒng)并網(wǎng)控制策略研究，1015707448@qq.com；

李慧敏

李慧(1976)，女，博士，副教授，研究方向?yàn)楦邏褐绷鬏旊姺€(wěn)定與控制、新能源發(fā)電技術(shù)等，lhbxy@bistu.edu.cn；

范新橋(1982)，男，博士，講師，研究方向?yàn)殡娋W(wǎng)運(yùn)行與控制技術(shù)、新能源運(yùn)行性能評(píng)價(jià)等。

北京市自然科學(xué)基金項(xiàng)目(3172015)；北京市教委科研計(jì)劃項(xiàng)目(KM201711232008)。

Project Supported by Beijing Natural Science Foundation Project (3172015); Beijing Municipal Education Commission Research Project (KM201711232008).

(責(zé)任編輯 辛培裕)