用于HF接收機的高純度頻率源的研制

程明，周葉華，姜建飛,2

(1.中國電子科技集團公司第三十六研究所，嘉興 314033；2.通信信息控制和安全技術(shù)國防重點實驗室，嘉興 314033)

0 引言

短波通信，這一傳統(tǒng)的通信方式，由于其通信距離遠、成本低廉、抗打擊毀壞能力強等優(yōu)點，在軍事遠程通信、無線電導航、授時系統(tǒng)、廣播等領(lǐng)域得到廣泛應(yīng)用[1-3]。盡管自20世紀70年代以來，隨著衛(wèi)星通信的異軍突起，衛(wèi)星通信在相當大的程度上取代了短波通信，但隨著人們對衛(wèi)星通信的易損耗性、耗資巨大等局限性的認知，短波通信又重新得到重視。從軍事角度而言，沒有一種單一的遠程通信可以滿足所有需求，因而世界上主要發(fā)達國家的C4ISR系統(tǒng)都部署了短波通信系統(tǒng)，而且發(fā)揮著越來越重要的作用[4-7]。其中，0.3～300 kHz用于超遠程海軍通信，0.3～30 kHz多用于潛艇通信和無線電導航，500 kHz～15 MHz用于無線電廣播，2～30 MHz(HF(high frequency)頻段為主)用于三軍超視距通信、陸軍戰(zhàn)術(shù)移動通信、我國BPM授時系統(tǒng)等[8-12]。短波頻段電磁頻譜異常擁擠和復(fù)雜，因此要求短波接收機必須具有大動態(tài)的特點，而研制大動態(tài)接收機必然需要高純度頻率源作為本振，因為頻率源的相位噪聲和雜散抑制影響接收機的瞬時動態(tài)范圍和靈敏度，同時換頻速度也影響接收機的偵察搜索速度及截獲能力，因此研制高純度的頻率源是研制高性能短波接收機的關(guān)鍵技術(shù)。

1 方案原理

現(xiàn)因某機載工程需要，需要研發(fā)一款高性能大動態(tài)短波接收機，工作頻段為HF頻段：2～30 MHz。HF接收機的一本振頻率為：76.8～104.8 MHz，要求頻率源具有小步進、捷變頻、高純度等特點。下面對其詳細指標和設(shè)計方案進行論述。

1.1 主要技術(shù)指標要求

用于HF接收機的高純度頻率源的主要技術(shù)指標要求如下：

①輸出頻率范圍：76.8～104.8 MHz；

②頻率步進：1 Hz；

③雜散抑制：≥85 dB；

④相位噪聲：≤-140 dBc/Hz@10 kHz；

⑤換頻速度：≤10 μs；

⑥標頻輸入：100 MHz，0～5 dBm,相噪優(yōu)于-155 dBc/Hz@10 kHz。

⑦頻率準確度與穩(wěn)定度：同外部標頻。

1.2 方案選擇

目前，頻率合成的方法一般包括如下幾種：直接頻率合成技術(shù)、鎖相頻率合成技術(shù)(PLL)和直接數(shù)字頻率合成技術(shù)(DDS)。

①直接式頻率合成技術(shù)運用倍頻器、分頻器、混頻器、諧波發(fā)生器等部件，對頻標源進行加減乘除運算，采用濾波器取出所需的頻率；具有換頻速度快、相噪低等優(yōu)點，但體積較大，雜散抑制也很難做好。

②鎖相式頻率合成技術(shù)利用鑒相器、分頻器、環(huán)路濾波器、壓控振蕩器等器件組成，鎖相環(huán)鎖定后輸出特定頻率,具有電路簡單、成本低、體積小等優(yōu)點。

③直接數(shù)字頻率合成技術(shù)采用數(shù)字電路技術(shù)得到離散的數(shù)字序列，然后經(jīng)過D/A變換得到模擬信號，具有換頻速度快、頻率分辨率高、體積功耗小等優(yōu)點[13]。

經(jīng)過慎重考慮和評審，課題組認為該高純度頻率源采用鎖相式頻率合成技術(shù)與直接數(shù)字頻率合成技術(shù)相結(jié)合的方案比較合適，兼具低相噪、高分辨率、高雜散抑制、捷變頻等優(yōu)點。

1.3 詳細設(shè)計方案

具體方案如圖1所示，該方案采用鎖相式頻率合成技術(shù)與直接數(shù)字頻率合成技術(shù)相結(jié)合的方式，主要由鎖相源和DDS兩部分組成，鎖相源用做DDS的時鐘，鎖相源頻率為900/1 000 MHz,時鐘選擇可變的原因是為了規(guī)避DDS某些雜散。鎖相源輸出頻率fCLK(即DDS時鐘)可用下面公式表示：

fCLK=N·fPD,

(1)

式(1)中，N為環(huán)路分頻比，對于該方案N為9或10；fPD為環(huán)路鑒相頻率，對于該方案fPD為100 MHz。

DDS輸出頻率fDDS可用下面公式表示：

(2)

式(2)中，F(xiàn)TW為DDS的頻率控制字，假定DDS有32 bit控制字。

該方案主要由以下單元組成：鑒相器、環(huán)路濾波器、壓控振蕩器(VCO)、放大器、功率分配器、DDS、低通濾波器等。工作原理如下，輸入標頻為100 MHz，來自超低相噪恒溫晶振，標頻分頻比R=1；鑒相頻率為100 MHz；環(huán)路分頻比N=9或10。高純度頻率的DDS頻標為900/1 000 MHz，需要100 MHz鑒相才能做到最低相噪，分頻比為9/10。AD公司的(鎖相環(huán)路)PLL，集成VCO芯片，具有體積小的優(yōu)點，在低鑒相頻率時(20 MHz以下)鑒相器基底噪聲為-230 dBc/Hz，具有較好的基底噪聲，但在100 MHz鑒相時鑒相器基底噪聲只有-220 dBc/Hz，有較大惡化，并且該類集成芯片換頻速度一般超過100 μs，做不到捷變頻。DDS集成的時鐘倍頻功能，使用的集成VCO噪聲較差，鑒相器在100 MHz是基底噪聲也不是最低，因此不適合本方案。PEREGRINE公司PE33241芯片，在100 MHz鑒相時基底噪聲仍然可以做到-230 dBc/Hz，為目前行業(yè)最低水平；并且該芯片采用并行控制，在換頻發(fā)送數(shù)據(jù)時可以做到最快速度；采用鑒相芯片PE33241自己搭建鎖相環(huán)，可以選用分離的性能較好的集成VCO，從而使鎖相環(huán)輸出900/1 000 MHz具有更好的相位噪聲[14-15]。經(jīng)環(huán)路鎖定后，VCO輸出頻率為900/1 000 MHz，用作DDS的時鐘信號，通過控制DDS，輸出76.8～104.8 MHz信號。DDS輸出具有一定的時鐘雜散，因此需要加低通濾波器加以濾除，該低通濾波器的截止頻率可以設(shè)計為120 MHz。

圖1 頻率源方案

1.4 與上一代方案比較

上一代HF接收機用頻率源的主要技術(shù)指標如下：①接收機工作頻段：HF頻段；②頻率步進：10 Hz；③相位噪聲：≤-133 dBc/Hz@10 kHz；④換頻速度：≤50 μs；⑤雜波抑制：≥85 dB。

因為受制于當時的元器件水平等原因，上一代HF接收機用頻率源的方案比較復(fù)雜，基本原理如圖2所示，詳細方案可見參考文獻6[16]。該方案主要由以下幾部分組成：①標頻分配電路；②大步進環(huán)路；③梳狀譜發(fā)生器電路；④DDS小步進電路；⑤主鎖相環(huán)；⑥預(yù)置電壓電路。頻標為100 MHz恒溫晶振信號，然后3分路用作各自標頻。通過梳狀譜和大步進混頻環(huán)實現(xiàn)大步進功能，通過DDS實現(xiàn)小步進，主鎖相環(huán)的VCO1鎖定后輸出相對比較高的頻率，然后再通過分頻器N除下來，得到比較高的雜散抑制和低相噪。換頻速度主要通過預(yù)置頻率電壓來實現(xiàn)，但也很難做到捷變頻。

與上一代方案比較，新方案具有如下優(yōu)點：①方案大大簡化，只需一個環(huán)路和DDS即可實現(xiàn)；②因為不再需要多環(huán)電路，因此可以實現(xiàn)捷變頻，這對接收機而言是個重要進步；③可以實現(xiàn)更低的相位噪聲。

1.5 DDS工作流程

DDS是該頻率源的關(guān)鍵電路，應(yīng)對DDS工作流程特別重視，DDS工作流程設(shè)計的優(yōu)劣將決定該頻率源能否可靠的工作，本方案的DDS工作流程如圖3所示[17-18]。

注：DDS為直接數(shù)字頻率合成器；PD為鑒相器；LF為低通濾波器；VCO為壓控晶振器；MIX為混頻器；REF為頻標

圖3 DDS工作流程示意圖

2 性能分析與仿真

該方案的性能分析與仿真，是基于已知芯片性能的基礎(chǔ)上展開，因此有必要說明一下主要芯片的性能。

①PLL芯片(PE33241)：整數(shù)分頻，5/6預(yù)分頻模式最大工作頻率為4 GHz，10/11預(yù)分頻模式最大工作頻率為5 GHz；鑒相器基底相噪為-230 dBc/Hz(5/6預(yù)分頻模式)；最大鑒相頻率為100 MHz，標頻輸入最大為100 MHz；具有并行和串行控制模式[19]。

②DDS芯片(AD9910):最大時鐘1 GHz，具有時鐘倍頻功能，模擬輸出最大400 MHz；14位DAC，32 bit控制字，頻率分辨率0.23 Hz；最大串行控制速率70 Mbit/s；窄帶雜散抑制大于80 dB。

2.1 相噪與頻率分辨力分析

該方案鎖相芯片采用PE33241，在鑒相頻率為100 MHz時，其歸一化基底噪聲為：

Nfloor=-230+10lg100 000 000=-150 dBc/Hz@10 kHz,

(3)

那么輸出1 GHz時鐘時，環(huán)路分頻比N=10，1 GHz時鐘的相噪估算為：

NCLK=Nfloor+20lgN。

(4)

那么，NCLK=-150+20lg10=-130 dBc/Hz@10 kHz。

設(shè)置以下參數(shù)，對1 GHz時鐘信號的相噪仿真和換頻速度如圖4和圖5所示。標頻輸入為100 MHz，標頻相位噪聲為≤-155 dBc/Hz@10 kHz。標頻分頻比R=1；鑒相頻率為100 MHz；環(huán)路分頻比N=9,N=10；環(huán)路帶寬取約1 MHz；鎖相芯片采用PE33241，采用該公司已有建模庫；環(huán)路濾波器采用有源比例4階濾波器；VCO頻率為900～1 000 MHz；調(diào)諧靈敏度38～45 MHz/V。

圖4 1 GHz相位噪聲仿真

圖5 換頻速度仿真

由以上計算和仿真可知，1 GHz時鐘信號的理論相噪約為-130 dBc/Hz@10 kHz，為DDS輸出高純度超低相噪信號創(chuàng)造了必要條件。

DDS輸出頻率的相噪可用公式(5)表示：

(5)

DDS輸出76.8 MHz時，理論相噪估算如式(6)所示：

(6)

DDS輸出90 MHz時，理論相噪估算如式(7)所示：

(7)

DDS輸出104.8 MHz時，理論相噪估算如式(8)所示：

(8)

DDS輸出的頻率分辨率計算如式(9)所示：

(9)

從以上分析和計算可知，DDS輸出信號理論相噪優(yōu)于-149 dBc/Hz@10 kHz，頻率分辨率為0.23 Hz，滿足設(shè)計要求。

2.2 換頻速度與雜散抑制分析

對于本方案，頻率源的換頻速度(T)主要由兩部分組成：時鐘切換速度(TCLK)和DDS換頻速度(TDDS)。

T=TCLK+TDDS

(10)

由時鐘切換速度仿真圖5可知，時鐘切換速度為3 μs。

由于DDS響應(yīng)極快，因此DDS的換頻速度主要由送數(shù)時間決定。由于單機設(shè)計需要，DDS只能采用串行總線控制，串行總線速率為25 MHz，DDS在進行初始化后，只需發(fā)送寄存器地址和32 bit的頻率控制字即可，因此送數(shù)時間不超過2 μs。

T=TCLK+TDDS=3+2=5 μs。

(11)

由以上分析可知，頻率源的理論換頻速度不超過10 μs，滿足捷變頻的要求[20]。

DDS輸出信號為76.8～104.8 MHz，是由DDS的時鐘(1 GHz)分頻所得，因此DDS輸出的雜散和相噪相對1 GHz都有一定優(yōu)化，DDS輸出的雜散抑制主要取決于DDS本身的雜散抑制能力，基本不受時鐘制約，因此選用AD公司14位的DDS芯片，如果布線合理的話，DDS輸出近端雜散抑制超過80 dB并不難[6]。

由于DDS輸出信號的遠端具有較大的雜散信號，因此需要使用低通濾波器加以濾除雜散信號，該低通濾波器的設(shè)計比較簡單，可以采用一般的七階chebyshev濾波器即可，仿真如圖6所示。

該低通濾波器的設(shè)計參數(shù)為：L1=94 nH，L2=102 nH，L3=94 nH；C1=40 PF，C2=65 PF，C3=65 PF,C4=40 PF。

由仿真可知，該低通濾波器在200 MHz以上具有超過50 dB的抑制，為了防止該濾波器在遠端有翹起情況，還可以在該低通濾波器后加一個簡單的集成LTCC濾波器，加強對1 GHz以外雜散的抑制[19]。

圖6 低通濾波器仿真圖

3 模塊系統(tǒng)集成

模塊集成在一個100 mm×50 mm×15 mm的腔體中。為了節(jié)省體積，采用4層板布線，板材為羅杰斯5880，包括VCO、分路、放大、環(huán)路濾波、DDS、低通濾波器等電路。尤其需要關(guān)注DDS電路的設(shè)計，應(yīng)注意以下幾方面:①數(shù)模電源分離設(shè)計；②上電硬復(fù)位；③寄存器初始化，后續(xù)控制只發(fā)送頻率控制字，以節(jié)省控制時間；④控制速率不可過高，波形容易畸變；⑤電源雜散應(yīng)該處理干凈，否則影響雜散抑制能力。

頻率源電路如圖7所示，實物見圖8所示。

圖7 頻率源電路圖

圖8 頻率源實物圖

4 模塊測試與分析討論

模塊加工完成后，課題組對模塊的性能進行了測試。測試性能指標見下表1所示。測試條件為：

①常溫條件下測試；

②電源輸入為+5 V/12 V；

④標頻輸入為100 MHz，幅度為0 dBm；標頻相噪：-155 dBc/Hz@10 kHz，穩(wěn)定度為≤3×10-7/d；

⑤采用頻譜儀測試幅度與雜散抑制,示于圖9；

⑥采用信號源分析儀測試相位噪聲，示于圖10。

圖9 100.596 MHz雜散抑制測試圖

圖10 78.666 74 MHz相噪測試圖

表1 頻率源模塊指標測試表

測試結(jié)果為，輸出頻率范圍為76.8～104.8 MHz，輸出幅度為13～16 dBm，雜散抑制為86～99 dB，相位噪聲為-145～-149 dBc/Hz@10 kHz，頻率分辨率小于1 Hz，換頻速度小于10 μs，均滿足設(shè)計要求。在完成測試后，課題組還對該模塊進行了環(huán)境試驗，試驗結(jié)果表明該模塊具有較好的環(huán)境適應(yīng)性，為實際工程應(yīng)用奠定了較好的基礎(chǔ)。

在該模塊研制完成后，課題組認為有幾個方面值得總結(jié)和探討：

①相噪方面。實測相噪比仿真稍差，原因可能是PE33241芯片的在鑒相頻率為100 MHz時，底噪比理論值有較大的惡化，而芯片datasheet上又沒有明確說明，這種情況在設(shè)計時應(yīng)引起重視。

②雜散方面。為了降低雜散對靈敏度的影響，要求DDS輸出在接收機一中頻的頻率(74.8 MHz)雜散抑制大于110 dB以上，這對于DDS而言是非常難的。如果批量生產(chǎn)時，該頻率點雜散抑制超標，我們可以改變時鐘的方式規(guī)避，此時要注意的是時鐘切換速度必須要快。

③上電初始化。當該模塊用在不同的單機和系統(tǒng)上時，課題組發(fā)現(xiàn)有上電初始化失敗的情況，經(jīng)過測試分析，發(fā)現(xiàn)原因為不同的系統(tǒng)和單機電源上電情況不同，在電源還沒完全穩(wěn)定的情況，就貿(mào)然給DDS進行了初始化，導致初始化失敗。解決辦法就是在單機上電后增加1～2 s延時，再進行DDS初始化，后面問題不再復(fù)現(xiàn)。

④數(shù)據(jù)計算方面。應(yīng)選用高位數(shù)DSP進行計算，保證頻率控制字計算精度，才能保證頻率分辨率。另外，應(yīng)優(yōu)化浮點數(shù)計算算法，提高計算速度，否則會影響控制速度。

⑤通用性方面。該頻率源時鐘頻率較高，因此DDS可以輸出200 MHz以內(nèi)的高質(zhì)量信號，輸出范圍可以有比較大的拓展空間，可以滿足不同體制HF接收機的需求，具有較高的通用性。

⑥相噪優(yōu)化方面。如果要想DDS輸出更好相噪的信號，可以對DDS的時鐘信號進行改進，時鐘考慮采用100 MHz直接倍頻的方式得到，那么1 GHz時鐘相噪可以有3～4 dB的提升，但因為受制于DDS的基底噪聲(-151 dBc/Hz@10 kHz)限制，也很難具有大的提升空間。同時，靈活性和通用性會有一定的損失[20-21]。

⑦頻率分辨率優(yōu)化。該方案采用32 bit的AD9910，所以頻率分辨率為0.23 Hz。因為目前單機的標頻為恒溫晶振，穩(wěn)定度為≤3×10-7/d，所以頻率分辨率可以滿足目前單機的使用需求。但隨著系統(tǒng)逐漸采用高穩(wěn)定原子鐘作為時標，0.23 Hz的頻率分辨率將不再滿足要求。我們后續(xù)打算對該DDS電路進行改進，DDS擬采用AD9912芯片，該DDS芯片頻率控制字達到48位，理論分辨率可以做到3.5 μHz。

⑧換頻速度優(yōu)化。在發(fā)送順序方面還可以做更進一步優(yōu)化，可以考慮先發(fā)送鎖相環(huán)的控制字，讓其進入鎖定狀態(tài)，其鎖定過程大約需要3 μs，在鎖定過程中，可以再發(fā)送DDS控制字，這樣可以節(jié)省DDS的發(fā)送時間2 μs，因此總換頻速度可以控制在3 μs左右。

⑨國產(chǎn)化率方面不足。該設(shè)計的核心芯片為PE33241和AD9910，都為進口器件，因此在國產(chǎn)化率方面存在不足。隨著國家在芯片方面進行的戰(zhàn)略性投資， 13所及一些民品公司已經(jīng)有一些射頻與DDS芯片產(chǎn)品問世，相信在不遠的將來，我們國家也能生產(chǎn)此類高性能的芯片。

5 結(jié)語

本文介紹了一種用于HF接收機的高純度頻率源的研制，給出了設(shè)計原理和仿真，并進行了模塊系統(tǒng)集成和電路加工，課題組對模塊進行了實際測試。測試結(jié)果表明，該頻率源模塊的輸出頻率、相位噪聲、雜散抑制、頻率分辨率、換頻速度等指標均滿足設(shè)計要求；主要指標較上一代短波接收機有了大幅提升，具有如下幾方面的優(yōu)點：

①更低相噪。相噪可以做到優(yōu)于-145 dBc/Hz@10 kHz，相噪優(yōu)化了10 dB；

②更快速度。換頻速度小于10 μs，換頻速度提升了4倍；

③更具通用性、靈活性，輸出頻率范圍可進行大范圍拓展，而性能不會有大的下降；

④模塊化，方便批量生產(chǎn)和調(diào)試，方便移用和維修；

⑤體積和功耗更小，只有原來的約1/5；

⑥成本也有比較大幅度的下降。

當然該頻率源也存在國產(chǎn)率不高方面的缺點。由于本文包含課題組的一些實際工作經(jīng)驗和想法，鑒于課題組成員的水平和認知局限，本文難免存在不當之處，敬請各位同行、專家不吝賜教并給予指正。