一種新型超寬帶超外差接收前端的設(shè)計

李 亮，張得才，寇小兵，陳 坤

(中國船舶重工集團公司第七二三研究所，江蘇 揚州 225101)

0 引 言

超外差接收前端在當(dāng)今的雷達、通信、導(dǎo)航、遙控和電子戰(zhàn)等諸多領(lǐng)域系統(tǒng)中占據(jù)著舉足輕重的地位[1]。接收前端通過天線將外界電磁波頻譜接收下來后，通過變頻將信號搬移到頻率較低的中頻后，再進行數(shù)字信號處理。超外差接收前端是接收系統(tǒng)的關(guān)鍵部件，其性能的優(yōu)越性對整個系統(tǒng)性能起著關(guān)鍵性的作用[2-4]。本文介紹了一種高集成度的超寬帶超外差接收前端，在射頻前端利用預(yù)選濾波器組對0.38～40 GHz頻段進行合理劃分，同時采用變頻模式將分段的射頻信號搬移到6～18 GHz頻段內(nèi)，通過共享6～18 GHz變頻通道來完成頻譜搬移。另外，在接收前端中采用多功能芯片，多功能芯片集成了混頻器、倍頻器、低噪聲放大器以及開關(guān)，極大程度上滿足了接收前端的高集成度要求。本超外差接收前端體積小，集成度高，性能優(yōu)越，可靠性高，具有廣闊的應(yīng)用前景。

1 新型超寬帶超外差接收前端設(shè)計

超寬帶超外差接收前端的主要技術(shù)指標要求如表1所示。由于0.38～40 GHz頻段范圍覆蓋了上百個倍頻程，不能直接變換到中頻。如果直接變頻，存在很多問題。最主要的問題是鏡像頻率的干擾，即使進行頻率分段處理，由于信號和本振頻率都很低，那么很容易形成虛假信號干擾。因此這個頻段 信號的處理思路是：首先將信號通過開關(guān)濾波器組進行分選，避免產(chǎn)生虛假分量，分段后的信號分別與各自通道內(nèi)的本振信號進行多次混頻，將信號下變到中頻。根據(jù)這個思路將超外差接收前端分為兩部分：射頻預(yù)選部分和下變頻部分。

表1 超寬帶超外差接收前端的主要技術(shù)指標

如圖1中射頻預(yù)選部分示意圖所示，通過天線將信號接收進來，通過開關(guān)將信號分為5段：0.38～2 GHz、2～6 GHz、6～18 GHz、18～30 GHz和30～40 GHz。在微波和毫米波頻率范圍內(nèi)，為了獲得高性能的鏡頻抑制能力以及更好的鄰道選擇性，通常使用二次變頻超外差接收前端，通過兩級混頻將信號從載波頻率下變頻到基帶中頻。二次變頻超外差接收前端的基本原理是：第1級變頻將信號搬移至更高的頻段，從而獲得高性能的鏡頻抑制能力；接著第2級變頻將信號搬移至較低的中頻上，通過窄帶濾波器濾除鄰道信號，從而獲得較好的信道選擇性。

圖1 射頻預(yù)選部分示意圖

然而本接收前端有5個通道，這就意味著變頻方案至少需要10個本振源，不僅成本大幅增加，空間排布上也會非常繁冗，無法滿足小型化設(shè)計。為了簡化變頻方案以及縮小接收前端體積，在此提出共享本振源和下變頻通道方案，總體思路為：除6～18 GHz外，其余4段信號全部通過共享同一個本振信號完成變頻，將頻譜搬移至6～18 GHz頻段內(nèi)；再通過開關(guān)將幾路信號依次切換至同一個下變頻通道內(nèi)，通過二次變頻獲得較低的中頻。

如圖1所示，除6～18 GHz頻段外，其余4段信號通過同一個本振信號12 GHz完成頻譜搬移，方案如下：0.38～2 GHz頻段經(jīng)過放大和開關(guān)濾波器組后，與本振信號12 GHz混頻至12.38～14 GHz；2～6 GHz頻段經(jīng)過放大和開關(guān)濾波器組后，與本振信號12 GHz混頻至14～18 GHz；18～30 GHz經(jīng)過放大及濾波后，與本振信號36 GHz(12 GHz的3倍頻)混頻至6～18 GHz；30～40 GHz經(jīng)過放大及濾波后，與本振信號24 GHz(12 GHz的二倍頻)混頻至6～16 GHz。上述通道混頻后需采用帶通濾波器過濾不需要的射頻泄露信號、本振泄露信號以及鏡頻信號。而6～18 GHz頻段經(jīng)過放大和開關(guān)濾波器組后直接輸出。至此，0.38～40 GHz通過分段混頻，頻譜全部搬移到6～18 GHz頻段上，接著再通過共享6～18 GHz變頻通道完成下變頻。因此，0.38～40 GHz寬帶信號只通過一個12 GHz本振源就可以完成頻譜搬移，極大程度地節(jié)省了設(shè)計成本，也滿足了小型化設(shè)計。通過計算軟件可得到各通道的混頻雜散分布，如表2所示。落入6～18 GHz頻帶內(nèi)或近邊帶的雜散信號均為高階組合，可以靠混頻器的抑制度來確保雜散指標。

表2 落入6～18 GHz頻帶內(nèi)或近邊帶的雜散信號

0.38～40 GHz通過分段混頻后，都被搬移到6～18 GHz頻段上。如圖2中6～18 GHz變頻通道原理圖所示，射頻輸入通過單刀五擲開關(guān)，將5路信號都切入6～18 GHz變頻通道中。變頻通道主要包含3個部分：開關(guān)預(yù)選濾波單元、混頻單元以及中頻單元。開關(guān)預(yù)選單元將6～18 GHz分為2段進行濾波，在進入混頻前，經(jīng)過一級數(shù)控衰減完成通道幅度均衡。各路信號完成預(yù)選濾波后輸入混頻單元，6～18 GHz變頻通道中的變頻單元主要由2級多功能芯片組成：第1級多功能芯片中集成了混頻、倍頻器、毫米波開關(guān)、帶通濾波器和毫米波放大器；第2級多功能芯片中集成了毫米波開關(guān)、混頻器和倍頻器。多功能芯片具有級間匹配好、集成度高、一致性好的優(yōu)點。

圖2 6～18 GHz變頻通道原理圖

第1級多功能芯片中本振源信號為16～20 GHz，經(jīng)過二倍頻器得到32～40 GHz本振信號，該信號與6～18 GHz混頻得到2路高中頻信號27～28 GHz和21.5～22.5 GHz。2路高中頻信號分別經(jīng)過帶通濾波器，過濾不需要的射頻泄露信號、本振泄露信號以及鏡頻信號。通過計算軟件可得到混頻雜散分布，如表3所示，落入一中頻帶內(nèi)或近邊帶的雜散信號均為高階組合，可以靠混頻器的抑制度來確保雜散指標。

表3 落入一中頻帶內(nèi)或近邊帶的雜散信號

第2級多功能芯片中本振源信號分別為14.65 GHz和11.9 GHz，經(jīng)過二倍頻器得到29.3 GHz和23.8 GHz本振信號，本振信號分別與2路高中頻信號混頻得到中頻信號1.3～2.3 GHz。通過計算軟件可得到混頻雜散分布，如表4所示，沒有雜散信號落入二中頻帶內(nèi)或近邊帶。

表4 落入一中頻帶內(nèi)或近邊帶的雜散信號

中頻單元主要由中頻電路、濾波器、放大器、溫補衰減器以及均衡器、帶寬選擇濾波器組等組成。在中頻電路中用濾波器抑制射頻泄露和本振泄露，中頻信號經(jīng)雜散過濾后進入放大器。在中頻通道中越靠前的位置，其信號的功率電平越低，因此需要高增益的放大器，所以對于前級放大器而言，增益是其首要問題；在通道的后端，因為信號經(jīng)過前級放大器的放大，所以信號的功率電平比較高，為了保證通道的線性度，所以選取器件時后級放大器要選取 1 dB 壓縮點比較高的器件。在電路通過溫補衰減器來補償高低溫下增益波動，從而獲得較好的全溫下增益波動；在電路中通過均衡器來調(diào)節(jié)中頻帶寬內(nèi)的增益平坦度。

信號最終進入帶寬選擇濾波器組。接收前端的最小輸入信號功率由最小可檢測信號決定，最小可檢測信號Smin[5]為：

Smin=-114 dBm/MHz+10lgWB+FN+RS/N

(1)

式中：-114 dBm/MHz為噪聲基底；WB為信號帶寬；FN為噪聲系數(shù)；RS/R為最小信噪比(通常為3 dB)。

如表5中所示，1 000 MHz輸出帶寬對應(yīng)的Smin為-69 dBm，而20 MHz輸出帶寬對應(yīng)的Smin為-86 dBm，通過切換帶寬大幅度提升Smin檢測能力。

表5 最小可檢測信號Smin計算

采用頻譜儀，噪聲系數(shù)分析儀以及矢量網(wǎng)絡(luò)分析儀等儀表設(shè)備對接收前端進行測試，測試結(jié)果如表6所示，均滿足指標要求。

表6 最終測試數(shù)據(jù)

2 結(jié)束語

為了進一步實現(xiàn)小型化，對接收前端中的電壓轉(zhuǎn)換、穩(wěn)定、加電時序保護等電路采用電源芯片集成管理技術(shù)，集成在80 mm×40 mm的電源穩(wěn)壓模塊中。接收前端實物照片如圖3所示，6U插盒中裝配了射頻預(yù)選模塊、本振源模塊、6～18 GHz下變頻通道和電源穩(wěn)壓模塊。

本文介紹了一種超寬帶超外差接收前端，對該前端做了詳細分析，提出了合理的設(shè)計方案，同時對設(shè)計中的關(guān)鍵因素進行理論計算。為實現(xiàn)超寬帶接收特性，不僅通過共享本振信號實現(xiàn)了多個頻段的統(tǒng)一，還通過共享下變頻通道實現(xiàn)了多個變頻通道

圖3 超寬帶超外差接收前端實物圖

的整合，從而滿足了不同頻段上的變頻需要。由于本振源和下變頻通道數(shù)量大大減少，因此裝配和調(diào)試工作量也大幅降低。超寬帶超外差接收前端的實用性和可靠性都比較強，因此有理由相信未來在其它超寬帶微波接收系統(tǒng)中會得到廣泛應(yīng)用。