一種新型基片集成脊波導結構的設計

許濤 王寧 賈宏志

摘要：為了解決基片集成波導帶寬窄的局限性，設計了一種新型的基片集成脊波導（ridgesubstrate integrated waveguide，RSIW）結構。該結構在傳統的基片集成脊波導基礎上采用了不同介電常數的兩層介質板，同時在其兩側還設置了兩排周期性排列的空氣孔。仿真結果表明：所設計結構的單模工作帶寬達到10.88 GHz，相對帶寬B達到了4.42，相比其他結構的單模工作帶寬和相對帶寬分別提高了57%和18.8%;該結構在整個通帶范圍內表現出了良好的傳輸特性，能夠覆蓋整個超寬帶范圍的應用。該設計為解決基片集成波導帶寬窄的局限性以及實現緊湊型寬帶互連提供了參考。

關鍵詞：基片集成波導;脊波導;基片集成脊波導;超寬帶

中圖分類號：TN928 文獻標志碼：A

引言

基片集成波導（substrate integrated waveguide，SIW）是近些年來提出的一種高性能、低損耗、小型化的傳輸線，用周期性金屬通孔代替傳統矩形波導的金屬側壁，其電磁波傳播特性與傳統的矩形波導類似。SIW具有體積小、成本低、抗電磁干擾等優點，已經廣泛應用于天線、濾波器、功分器、耦合器等研制中。隨著現代微波集成電路技術的快速發展，對基片集成波導器件的集成度提出了更高要求，因此SIW作為天線、集成系統的基礎組件，其優點十分明顯。但是，由于SIW的單模工作帶寬被限制在一個倍頻程，不適合應用于寬帶微波系統中，所以如何展寬基片集成波導的帶寬和提高集成度是目前亟待解決的問題。

針對基片集成波導結構的展寬帶寬和提高集成度問題，國內外學者開展了一系列研究。Grigoropoulos等提出了折疊基片集成波導（substrate integrated folded waveguides，snow），利用金屬膜片折疊波導使波導的結構尺寸減小了50%以上，但同時也使該結構產生了較大的損耗。基于SIW的垂直切口可以等效為理想磁壁的機理，Wang等提出了半模基片集成波導（half-mode substrate integrated waveguide，HMSIW），實現了波導的結構尺寸減小近50%。為了進一步減小波導尺寸，Zhai等結合S1FW和HMSIW兩種技術，提出了折疊半模基片集成波導（folded half-mode S1W，FHMSIW）。與標準SIW相比，上述三種技術可顯著減小結構尺寸，但帶寬沒有明顯改善。

已知在常規波導中加入縱向金屬脊可以提高波導的工作帶寬，而不會影響其射頻傳輸特性。因此，為了提高基片集成波導SIW的單模工作帶寬，在S1W的中間加入一排與兩側壁類似的周期性排列的懸空金屬柱，從而構成了基片集成脊波導（ridge substrate integrated waveguide，RSIW）。基片集成脊波導是由基片集成波導發展而來的，它可以突破基片集成波導的局限性，在形成緊湊型寬帶互連中發揮作用。

本文設計了一種由兩種材料組成并帶有空氣孔填充的基片集成脊波導結構。該結構的單模工作帶寬更寬，不僅能滿足整個超寬帶應用的需求，而且在整個通帶范圍具有很低的插入損耗和回波損耗，表現出了良好的傳輸特性。

1結構設計

為了比較不同波導結構的帶寬，將主模截止頻率和高次模截止頻率之間的相對帶寬定義為式中：f1為基模TEl0模的截止頻率;f2為高次模TE20模的截止頻率。假設標準矩形波導的寬度為a，高度為b，則b≤a/2，此時相對帶寬曰為1，代表相對帶寬為一個倍頻程。為了滿足超寬帶（ultra wideband，uwB）應用需求，B值最小需要達到3.5。

本文提出的由兩種材料組成并帶有空氣孔填充的基片集成脊波導結構如圖1所示，該結構由兩層介質板構成，上層介質板采用介電常數較低的Rogers 5880板材，其介電常數εr1為2.2，介質損耗角正切tan δ為0.000 9，板厚度用H1表示。下層介質板采用介電常數較高的Rogers6010LM板材，其介電常數εr2為10.2，介質損耗角正切tan δ為0.002 3，板厚度用H2表示。有兩排周期性排列的空氣孔置于上下層介質板之間，空氣孔直徑為D3。波導的兩側壁由兩排周期性排列的金屬通孔組成，通孔直徑為D2，而中間脊是由一排周期性排列的懸空金屬柱組成，金屬柱直徑為D1。金屬柱的下端連接一塊金屬條，金屬條寬度為W1。內兩排空氣孔間距為W2，外兩排空氣孔間距為W3，兩側壁金屬通孔間的間距為W4。基片集成脊波導由多個單元組成，每個單元的縱向長度為s，基片集成脊波導結構的具體參數見表1。

基片集成脊波導RSIW的傳輸模式和基片集成波導SIW的傳輸模式一樣，主模傳輸的是TE10模，而高次模傳輸的是TE20模。在基片集成波導的中間加入一排與兩側壁類似的周期性排列的懸空金屬柱，金屬柱的下底面與介質板的下底面之間存在一定的間隙，形成脊電容，從而降低了TE10模的截止頻率，但并不影響其射頻傳輸特性。主模TE10模的電場主要集中在波導中心的脊棱附近，其截止頻率降低的主要原因是脊電容的引入，脊電容越大，TE10模的截止頻率將會越低。因此，在懸空金屬柱下加入縱向金屬條，以此增大電容上下極板之間的面積使得脊電容增大，同時選用厚度較小、介電常數較高的Rogers 6010LM板材，以此減小電容極板間距和增大介質的介電常數來增大脊電容。高次模TE20模的電場主要集中在波導的兩側，通過降低介質材料的有效介電常數可以提高TE20模的截止頻率。為此，該結構的上層采用厚度較高、介電常數較低的Rogers 5880板材，上下層介質的兩側還布置了兩排周期性排列的空氣孔，以此進一步降低兩側介質材料的有效介電常數，提高TE20模的截止頻率。由于空氣孔的位置位于結構的兩側，而主模的截止頻率主要受下方中心部分介質材料的介電常數的影響，因此空氣孔對于主模的截止頻率影響很小。

2仿真結果及分析

由兩種材料組成并帶有空氣孔填充的基片集成脊波導結構是一種周期性結構，所以可以利用全波電磁仿真軟件HFSS對結構的一個單元進行本征模求解來獲取結構的色散圖。通過HFSS中的設計優化模塊，在傳播方向（z方向）上將單元結構兩個面上的參數設置為相移變量Ф，利用參數掃描分析對Ф值進行0°至180°的掃描。然后通過式（2）的求解，最終可以得到結構的色散圖，即相移常數和頻率的關系圖。

在相同的結構尺寸下，對由一種材料組成的有空氣孔填充的RSIW（記為RSIWI）、由兩種材料組成的無空氣填充的RSIW（記為RSIW2）和由兩種材料組成的有空氣孔填充的RSIW（記為RSIW3）三種結構的色散圖進行了比較。三種結構的主模TE10模式和高次模TE20模式的色散圖如圖2所示，對應的具體數值如表2所示。

RSIWI結構的上下層介質都采用了Rogers6010LM，主模的截止頻率f1為2.36 GHz，高次模的截止頻率f2為9.29 GHz，B值達到2.93。RSlW3結構上層采用了介電常數較小的Rogers5880板材，其介電常數為2.2，下層采用了Rogers6010LM板材。比較RSIWl與RSIW3，兩種結構的主模截止頻率相近，這是因為主模的電場主要被限制在下層的脊柱之下，而RSIWI高次模的截止頻率遠低于RSIW3高次模的截止頻率，所以RSIW3具有更寬的單模工作帶寬，B值更高。產生這種實質性差異的主要原因是，結構的高次模的電場主要分布在兩側，受到上層介質介電常數的影響較大。從RSIW2和RSIW3的比較中可以進一步驗證這一結論。RSIW2和RSIW3的差異主要表現在結構兩側有無空氣孔填充，RSlW3由于結構兩側空氣孔的存在，降低了兩側介質材料的有效介電常數，因此RSIW3的高次模截止頻率要高于RSIW2的高次模截止頻率。此外，對比RSIW2和RSIW3結構的主模截止頻率，可以看出兩側空氣孔對主模的截止頻率幾乎沒有影響。

3轉接結構設計

為了研究基片集成脊波導的傳輸損耗，需要對其進行轉接設計。由兩種材料組成并帶有空氣孔填充的基片集成脊波導結構如圖3所示，該結構以共面波導作為輸入輸出端口，由12個單元組成。選取梯形漸變結構作為連接共面波導與基片集成脊波導的橋梁，梯形漸變結構的主體為一段微帶漸變線，這一微帶漸變線實現基片集成脊波導和50Ω共面波導之間的阻抗變換。本文對圖3所示波導的主模散射參數進行了仿真，仿真結果如圖4所示。圖中，通帶內插入損耗的曲線較平穩，在13 GHz時$21取得最小值-1.1 dB，表現出良好的傳輸特性，而通帶內回波損耗值在-15 dB以下，在3.03～4.38 GHz頻率范圍內反射略微偏大，但回波損耗值仍在-10 dB以下，符合傳輸要求。

4結論

本文提出了一種由兩種材料組成并帶有空氣孔填充的基片集成脊波導結構，并將其和由一種材料組成的有空氣孔填充的基片集成脊波導結構（RSIWI）、由兩種材料組成的無空氣孔填充的基片集成脊波導結構（RSIW2）進行了比較。研究表明，所提出的結構的單模工作帶寬更寬，達到了10.88 GHz，能夠滿足超寬帶應用的需求。同時，選取了梯形漸變結構作為連接共面波導與基片集成脊波導的橋梁，該結構在整個通帶范圍內表現出了良好的傳輸特性。