毫米波在5G應用中的關鍵技術

鐘 旻

1 引言

天線技術和射頻收發信機電路技術，是5G中毫米波應用得以成功實現的關鍵技術。之前毫米波通信已有若干實際應用，以60GHz的應用為例，已有了軍事上的戰場通信，更為廣泛的是商用WiFi傳輸，迄今的最新版本是802.11ad WiGig標準，利用60GHz頻段約2GHz帶寬資源，能提供高達6.75b/s的吞吐量，未來新的版本是802.11ay，將可提供20Gb/s的吞吐量。但5G中因網絡拓撲更為復雜，對傳輸設備要求更高，使毫米波的運用面臨更大的挑戰。

2 毫米波天線技術[1][2][3]

在5G的應用中，無論是各種基站和包括手機在內的用戶設備，都將會采用多天線結構，這是因為在電波傳播中，毫米波遭遇比微波更為嚴重的自由空間傳播損耗、大氣吸收和降雨等衰減，以及地形地物的阻擋造成的傳播損耗，需要高天線增益來克服或補償；另一方面，由于毫米波波長較短，使天線較易具有“電小”特性，即有利于天線的小型化。例如，對于陣列天線，諧振型陣元的尺寸為半波長（λ/2），而為了避免產生柵瓣，天線陣元間相距（d）也為半波長（λ/2），當工作于毫米波頻率時，與工作于微波頻率相比，能在較小的空間里安裝更多陣元。圖1給出了基站用陣列天線與用戶設備陣列天線在不同工作頻率下的比較。由圖1可見，隨著工作頻率的增加，二維天線尺寸明顯下降。對于尺寸嚴格受限的手機等用戶設備來說，為實現多天線工作提供了可能性；對于宏區基站，則可構成大規模天線陣列，產生三維空間大量可實現空分多址（接入）的多波束，凸顯出毫米波應用的巨大潛力。

圖1 基站用陣列天線與用戶設備陣列天線在不同工作頻率下的比較

在5G應用中，廣泛地采用微帶陣列天線產生波束掃描或多波束。此外，也有利用微帶陣列與介質透鏡組合獲得波束掃描或多波束的功能。

2.1 微帶陣列天線

矩形和圓形微帶貼片可作為微帶陣列天線的陣元。以矩形貼片為例，如圖2（a）所示。貼片寬度為W，長度為λ/2，介質基片的相對介電常數＜10，例如相對介電常數為2.2的Rogers RT5880。理論分析表明，沿長度寬邊兩端的邊緣（X方向）電場分量，因相位相同，在Z向的輻射場疊加，為最大的輻射方向。其輻射方向圖如圖2（b）所示。所謂天線輻射方向圖（簡稱方向圖），是指距離給定時天線的輻射特性，如場強幅度，輻射功率密度等。

圖2 利用矩形金屬貼片的微帶陣元天線（a）和輻射方向圖（b）

當利用多個單元排列組成陣列時，利用疊加原理，可求得總的方向圖。以圖3所示的N元等間距線陣為例。根據天線理論，在距天線足夠遠處（稱為遠區）的觀察點的合成場強，等于直線陣中N個天線單元在該點產生場強的線性疊加。則此直線陣的輻射方向圖最后表示為

則稱為陣列因子，它僅與陣元個數、間距、激勵電流的幅度和相位有關。圖1便是利用矩形陣元構成的平面陣列天線，通過控制各陣元激勵電流的相位，可獲得所需要的掃描波束或多波束。

圖3 N元等間距線陣列

2.2 相控陣天線

在上述等幅激勵等間距直線陣中，若每陣元接入可控移相器，當激勵電流在可控移相器的作用下相位隨時間呈線性遞增或遞減時，天線方向圖的最大指向（也即天線波束指向）也隨之變化，即產生波束掃描。如圖4所示。

圖4 線陣天線在可控移相器作用下產生波束掃描

為產生多波束，通過計算，可設定每個可變移相器的相移值，將有關陣元收到的射頻信號移相組合，或組合后再移相等處理，便可達到目的。以圖5（a）所示的接收天線陣列為例，共有8個陣元，分別經過兩兩合路和移相，移相量分別為π/4、π/8、3π/8，最后形成圖（b）所示的不同指向的8個接收波束的輸出。圖（a）中的混合器（電橋）和移相器構成了波束形成網絡，它是由工作于毫米波的模擬電路實現的。所舉例子是線陣列天線的情形，如推廣到平面陣列，通過相應的波束形成網絡，便可產生分布在三維立體空間的多波束。

圖5 （a）利用移相器產生多波束舉例（b）產生的8個不同指向的多波束

上述的波束掃描和多波束，是在射頻上進行的，波束形成網絡采用模擬元器件構成。實際上，也可用數字技術實現波束形成，這就是數字波束形成（DBF），此技術可應用于收、發模式。以接收模式為例，數字波束形成網絡首先將天線陣列各單元信號變換為基帶信號，然后通過專用的數字信號處理器（ASIC），對基帶信號進行幅度和相位加權等處理，以實現所要求的波束指向和波束形狀控制及多波束形成。由于模數轉換器取樣速率的限制，通常是將接收到的射頻信號下變頻到中頻后，再進行A/D變換。

通常DBF分為單元空間波束形成和波束空間波束形成兩種。前者，是將各天線陣元輸出的數字信號與一組加權系數直接進行加權和運算，在特定方向形成波束，對波束指向的調整等處理。后者，即波束空間波束形成，對于接收模式，是將陣列天線陣元的輸出信號，經過A/D變換后，送到數字信號處理器，經數字下變頻為數字基帶信號，在數字波束形成器中，再經加權合成得到期望輸出。在發射模式中，波束也是受到基帶處理控制，多數據流和波束是同時產生的。圖6是其組成示意圖。

在移動通信中，基站應能動態地對用戶進行跟蹤，保持二者波束對準（圖7），以使雙方獲得最佳的通信效果。一個解決方案是將基站和用戶的相控陣天線加入自適應控制功能。以接收系統為例，其組成如圖7所示。圖中，由自適應處理器輸出一組加權系數W1，W2，…，WN，對信號進行加權，使最終的輸出達到期望值。實際上，這種加權，也就是隨時改變移相器的相移量，達到波束動態跟蹤的目的，為此，自適應處理器要采用某種自適應準則的算法。

圖6 數字多波束形成示意圖（本圖來源：http：//dune.ece.wisc.edu）

圖7 基站與用戶站的波束對準

圖8 自適應天線的基本組成

2.3 大規模MIMO與波束形成

多輸入多輸出（MIMO）是收、發兩端均采用多天線，同時實現發送分集和接收分集，達到同時獲得分集增益、陣列增益和復用增益的效果。其中，陣列增益是通過波束形成，使信號能量集中到多個特定方向，為在不同方向的多個用戶同時提供業務。這在5G中是特別具有應用價值的。之前我們曾經介紹過5G的一些典型的場景，其中超密集的小區和諸多寬帶業務，需要同時提供巨大的頻譜資源支持，這樣，空分復用將派上大用場。毫米波因其波長短，而能構成數百陣元的陣列天線，實現大規模的MIMO，為數以百十計的用戶提供接入支持（圖9）。

圖9 利用大規模MIMO實現空分復用接入

要指出，利用射頻模擬網絡形成的波束數較多時，硬件實現將變得十分復雜，且調整困難，容易出現元件老化、工作點漂移等問題。另一方面，在數字波束形成中，需要比模擬波束形成更多的ADC和DAC，從而增加功耗，甚至難以承受的程度，這對用戶設備尤為突出。一種可能的解決方案是采用低功耗、低復雜度的的DBF，例如利用數比特ADC來獲得一個較好的折衷。這樣，可將模擬與數字波束形成結合起來，構成混合的波束形成，其典型方案如圖10所示。

在混合式的波束形成中，為了簡化結構，天線陣列與毫米波移相網絡常采用兩種基本連接方式：交織和分區子陣架構，如圖11所示。交織構成的子陣方式中，子陣的陣元分布在整個天線陣列面上，等效天線口面較大，因而產生的每一個波束較窄，方向性較強；分區子陣中，每個子陣陣元分布較為規則，易于與移相器網絡連接，但每一子陣的等效天線中面積較小，所得到的波束較寬。方向性不如交織方式。關于在手機中的應用，文獻[4]提出了一種基于分布式相控陣列的MIMO，如圖12所示。它最大可處理8路數據流，可減少人體對手機天線方向圖遮擋的影響。

圖10 模擬與數字混合的波束形成組成示意圖

圖11 天線陣列子陣的劃分

圖12 一種用于手機的基于分布式相控陣列的MIMO

3 毫米波收發信機器件與電路

毫米波收發信機的基本組成如圖13所示。在2018年11月《數字通信世界》5G講座“毫米波的傳播特性（下）”文章中，式（20）、（21）、（23）中表明，當信道帶寬一定時，為獲得高的信噪比，收發設備應采用高增益天線，產生大的發射功率，盡可能低的接收系統內部噪聲。射頻發信機的基本作用，就是輸出足夠高的毫米波功率；接收機的基本作用，是將收到的微弱信號經濾波選出期望信號，將其放大到一定電平，同時只引入低的內部噪聲，以便之后的解調、解碼處理。可見，低噪聲性能和輸出功率電平分別是收發信機首要指標。為綜合衡量收、發系統的性能，常引入[G/T]和[EIRP]這兩個參數：

式中，[G]R是用分貝表示的接收天線增益；[T]是接收系統噪聲溫度的分貝值。

式中，[PT]是發射機輸出射頻功率的分貝數；[GT]是發射天線增益的分貝數。

要指出，對短距離的通信來說，還要求接收機的動態范圍，即放大器輸入-輸出功率的非線性達標，這是因為，若輸入功率過大，會產生非線性效應，如產生互調或信號波形的失真，故需規定最大的輸入功率。

隨著工作射頻的升高，尤其是到達毫米波頻段，低噪聲放大和功率放大都將遇到很大的挑戰。無論是功率放大（PA）或是低噪聲放大（LNA），其性能取決于所用的半導體材料和工藝。通過新材料與新工藝的應用，將毫米波器件與電路的性能與集成度，推到了更高的水平。

圖13 毫米波收發信機的基本組成

圖14 給出了微波-毫米波半導體發展的趨向。

圖14 微波-毫米波半導體的發展趨向

據報道，基于硅的互補金屬氧化物半導體（CMOS）技術，可實現系統級封裝集成，包括LNA、PA、混頻器和中放。工藝成熟，成本較低，因而在毫米波電路中得到廣泛的應用。圖15給出了工作于60GHz的天線-射頻模塊和系統板照片。在射頻模塊中，每一收/發天線由4 個貼片陣元組成，增益6.5dB，波束寬度500，射頻集成電路（RFIC）模塊和基帶集成電路（BBIC）模塊分別用90nmCMOS和40nmCMOS工藝制作。在發射模式下，RFIC芯片功耗347mW，BBIC功耗441mW，[EIRP]=8.5dBW；在接收模式下，RFIC功耗mW，噪聲系數7.1dB，BBIC功耗710mW。再看另一例子，圖16所示利用CMOS 65nm工作于60GHz收發信機芯片照片。在3.2mmX2.8mm面積的印刷電路板上，構成了包括發射機、接收機和鎖相源本振的系統集成模塊。

圖15 工作于60GHz的天線-射頻模塊和系統板照片[5]

圖16 利用CMOS 65nm工作于60GHz收發信機芯片照片[6]

砷化鎵（GaAs）單片微波集成電路（MMIC）技術，包括PA，LNA，用于數字衰減器和相移器的開關，壓控振蕩器（VCO）和無源器件，在數GHz到100GHz范圍內占主導地位。在高頻段，GaN的MMIC將將挑戰GaAs技術，表1給出了GaN與其他可供應用的半導體材料若干性能的比較。

表1 GaN與其他可供應用的半導體材料若干性能的比較[7]

由表1可見，GaN具有較高的載流子遷移率和電子峰值速度，能構成“異質結”，獲得高的功率密度和功率附加效率，這正是用來構成功放的突出優點。作為例子，圖17是工作于W頻段（80GHz）三級功放GaN單片集成電路圖片和性能曲線，其飽和輸出功率達25dBm，線性增益19.8dB，功率輔助效率14%，功率密度約2W/mm；圖18是工作于31-36GHz GaN微帶型單片集成平衡功放的電路圖和輸出的性能。其中采用了功率合成技術，在34GHz處輸出功率達11W，增益14dB。

圖17 工作于W頻段（80GHz）三級功放GaN 單片集成電路圖片和性能曲線[8]

圖18 工作于31～36GHz GaN單片集成平衡功放合成輸出的性能[8]

根據小區規模（鏈路傳播距離）可選不同半導體材料，來制作產生不同功率電平的功放，如表2所示。

表2 各類小區對射頻功率的需求和相應的候選半導體技術[9]

表2中所列的半導體材料，也適用于制作低噪聲放大器。文獻[10]報道了一種24-44GHz超寬帶LNA，幾乎同時覆蓋5G蜂窩所需用頻段，該LNA采用CMOS SOI技術，在24-47.5GHz帶寬范圍內，噪聲系數小于5.5dB，（典型值4.7dB）。放大器尺寸為500X500μm2。一般，工作于毫米波頻率時，單級放大器的增益較低（10dB以下），為能將接收到的微弱信號放大到足夠高的電平，因而需采用多級級聯，如圖19所示，上述超寬帶LNA由3級級聯組成，除保證全頻段達到20dB的增益外，還通過參差調諧來獲得超寬帶性能。其低噪聲性能則如圖20所示。

收發信機中，還有用于上/下變頻的混頻器、作為本振的壓控振蕩器（VCO），以及濾波器等無源器件，也是需要著力去實現的。為了發揮各種半導體技術的優勢，可將天線和收發信機分解為若干子模塊，用不同的材料和工藝制作，例如圖21所示[11]。其中，數字波束形成、A/D和D/A變換模塊可用CMOS技術，上/下變頻和射頻波束形成采用SiGe-BiCMO技術，收發前端（LNA、PA）采用GaAs/GaN技術，等等。

4 結束語

本文介紹了5G應用中毫米波的兩個主要的關鍵技術——天線技術和收發信機技術。其中，關于天線技術，在闡述微帶陣列天線的基礎上，介紹了相控陣及其在MIMO中的應用；關于收發信機技術，說明了工作于毫米波頻段時，功放和低噪聲放大器所采用的半導體技術，以及所達到的性能。■

圖19 24-47.5GHz超寬帶LNA放大器的級聯

圖20 超寬帶LNA放大器的噪聲性能

圖21 用不同的半導體技術構成的射頻與基帶模塊