高效率不對稱全橋DC／DC變換器研究

李 山，胡緒權(quán)，童 磊，奧琳芳

（1.重慶理工大學(xué) 電氣與電子工程學(xué)院，重慶 400054；2.重慶市能源互聯(lián)網(wǎng)工程技術(shù)研究中心，重慶 400054）

近年來，電力電子技術(shù)飛速發(fā)展，不斷地追求輕量化、體積小、高效率的目標(biāo)。軟開關(guān)技術(shù)受到越來越多的關(guān)注，當(dāng)提高變換器開關(guān)頻率時(shí)，開關(guān)損耗并不會(huì)增加，因此可以使用更小的磁性元件，提升功率密度。1990年P(guān)aul Imbertson和Ned Mohan首次提出了一種新型的針對全橋及半橋拓?fù)涞牟粚ΨQ控制策略［1-2］，自該策略提出以來，因其能在不改變?nèi)珮蚧虬霕蛲負(fù)浣Y(jié)構(gòu)的基礎(chǔ)上就能實(shí)現(xiàn)軟開關(guān)，且控制方法簡單易于實(shí)現(xiàn)，而備受設(shè)計(jì)人員的關(guān)注［3］。

目前，國內(nèi)外對不對稱半橋拓?fù)渥隽舜罅康难芯俊Ｎ墨I(xiàn)［4］與文獻(xiàn)［5］中分析了不對稱半橋拓?fù)涞牧汶妷簩?dǎo)通的工作模態(tài)，但由于不對稱半橋拓?fù)浔旧恚斐稍呴_關(guān)器件電壓應(yīng)力大，且難以滿足大功率要求。針對該問題，本文所研究的不對稱全橋變換器，其原邊開關(guān)器件有更小的電壓應(yīng)力且該拓?fù)淠軕?yīng)用于大功率場景。但不對稱全橋變換器的變壓器次級側(cè)整流二極管的導(dǎo)通損耗較高，且隨著負(fù)載電流的增加導(dǎo)通損耗亦增加。本文所研究的不對稱直流變換器不僅使用軟開關(guān)技術(shù)降低了開關(guān)損耗，同時(shí)運(yùn)用同步整流技術(shù)降低了次級側(cè)整流二極管的導(dǎo)通損耗，因此可以使不對稱全橋變換器的效率得到進(jìn)一步提高。

1 不對稱全橋變換器工作原理

1.1 不對稱全橋拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)

不對稱全橋DC／DC變換器的電路拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)如圖1所示。該變換器由原邊開關(guān)管VT1、VT2、VT3、VT4，隔直電容Cb，變壓器Tr，副邊同步整流管S1、S2，輸出濾波電感Lo，輸出濾波電容Co構(gòu)成，其中Lr為變壓器等效串聯(lián)電感（變壓器漏感滿足諧振要求的情況下，不需要再接入電感），Lm為變壓器一次側(cè)等效并聯(lián)激磁電感，變換器將輸入直流電壓Vin轉(zhuǎn)換成輸出電壓Vo。其中，DS1、DS2、DS3及DS4分別為原邊4個(gè)開關(guān)管的體二極管，Coss1、Coss2、Coss3、Coss4分別為該4個(gè)開關(guān)管的寄生電容，R為負(fù)載電阻，變壓器為帶中心抽頭的結(jié)構(gòu)，原邊繞組匝數(shù)為N1，副邊繞組匝數(shù)為N21和N22，其副邊采用全波整流。

圖1 不對稱全橋變換器的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)

圖2為不對稱全橋DC／DC變換器穩(wěn)定運(yùn)行在CCM模式時(shí)，1個(gè)開關(guān)周期內(nèi)的模態(tài)分析時(shí)序。ugs1＆4與ugs2＆3分別為VT1、VT4和VT2、VT3的驅(qū)動(dòng)控制信號，ugs1＆4與ugs2＆3互補(bǔ)，為避免原邊2對開關(guān)管短路，二者驅(qū)動(dòng)控制信號之間設(shè)置有死區(qū)時(shí)間td1、td2。為了簡化分析，需要對拓?fù)渲械脑龀鲆韵录僭O(shè)：

1）拓?fù)渲兴性鶠槔硐朐?/p>

2）隔直電容Cb和輸出電容Co的容值足夠大，可以忽略其電壓紋波。

3）原邊4個(gè)開關(guān)管寄生電容容值一致，Coss1＝Coss2＝Coss3＝Coss4＝C。

4）輸出濾波電感Lo足夠大，在開關(guān)周期內(nèi)可以等效成Io的電流源。

圖2 不對稱全橋變換器開關(guān)過程模態(tài)分析時(shí)序

1.2 原邊開關(guān)管軟開關(guān)的工作模態(tài)分析

1.2.1 工作模態(tài)Ⅰ，［t0-t1］階段

在t0時(shí)刻之前，VT1、VT4導(dǎo)通，變壓器原邊總電流ip為正，依此流經(jīng)VT1、Cb、Lm、Lr、N1、VT4，最后流回電源負(fù)端。同時(shí)，副邊同步整流管S1導(dǎo)通，變壓器輸送能量到副邊；其副邊輸出電壓為（忽略原邊等效串聯(lián)電感Lr兩端電壓）

在t0時(shí)刻，如圖3（a）所示，VT1、VT4關(guān)斷，因?yàn)殚_關(guān)管寄生電容Coss1、Coss4的存在，使得VT1、VT4可以實(shí)現(xiàn)零電壓關(guān)斷。為了簡化分析，本文把寄生電容電壓量近似為線性變化量。Coss1、Coss4的電壓線性增大，Coss2、Coss3線性下降，變壓器原邊電壓VN1減小，映射至副邊使得VMN減小。直至t1時(shí)刻，VAB減小至隔直電容電壓Vcb，VN1減小至零。

圖3 不對稱全橋變換器穩(wěn)態(tài)時(shí)工作模態(tài)電路

1.2.2 工作模態(tài)Ⅱ，［t1-t2］階段

如圖3（b）所示，t1時(shí)刻開始，Coss1、Coss4繼續(xù)充電，Coss2、Coss3繼續(xù)放電，使得VAB持續(xù)下降，由于副邊短路，原邊電壓全部作用在Lr上，ip減小，而激磁電感被短路，其電流iLM不變，則i1相應(yīng)減小，映射到副邊iS1減小，為了保持iLo不變，則同步整流管S2需導(dǎo)通續(xù)流，iS2開始增大。到t2時(shí)刻，VAB下降到-Vin。Coss1、Coss4充電完成，兩端電壓為Vin；Coss2、Coss3放電完成，兩端電壓為零，VT2、VT3兩端的反向并聯(lián)二極管開始導(dǎo)通。此時(shí)漏感兩端的反向電壓變?yōu)閂in，因此ip下降的斜率變陡。此時(shí)VT2、VT3可以實(shí)現(xiàn)零電壓開通（ZVS）。

1.2.3 工作模態(tài)Ⅲ，［t2-t4］階段

如圖3（c）和圖3（d）所示，t2之后，加在Lr兩端的電壓為-Vin，ip線性減小，i1線性減小，映射到副邊為iS1線性減小，iS2線性增大。在t3時(shí)刻，導(dǎo)通VT2、VT3，Lr兩端的電壓不變，ip線性減小；到t4時(shí)刻時(shí)，ip減小到零。因此，在t4之前必須導(dǎo)通VT2、VT3，才能實(shí)現(xiàn)ZVS。

1.2.4 工作模態(tài)Ⅳ，［t4-t5］階段

如圖3（e）所示，從t4時(shí)刻起，ip反向增大，ip映射到副邊，使得流經(jīng)副邊整流管的iS2增大，由于Lo足夠大，可等效為電流源，故iS1減小，直至t5時(shí)刻，iS2增大到ILo，iS2減小到零，該階段結(jié)束。

1.2.5 工作模態(tài)Ⅴ，［t5-t6］階段

如圖3（f）所示，t5時(shí)刻后，VT1、VT4繼續(xù)導(dǎo)通，ip反向線性增大，ILo經(jīng)S2流通，t6時(shí)刻VT1、VT4完成ZVS關(guān)斷。另外，剩下的t6～t12時(shí)段與t0～t6時(shí)段的運(yùn)行方式類似，故不再給出分析過程。

2 電路參數(shù)計(jì)算與分析

2.1 主要參數(shù)關(guān)系

在忽略VT1、VT4和VT2、VT3控制信號死區(qū)時(shí)間的前提下，隔直電容Cb電壓可根據(jù)變壓器激磁電感的伏秒平衡得到：

其中：D為原邊開關(guān)管的占空比；Vin為輸入直流電壓。當(dāng)電感電流Io連續(xù)時(shí)（CCM模態(tài)），可得輸出電壓Vo為

隔值電容Cb使得變壓器原邊總電流ip的直流分量為零，即im＋i1的直流分量為零。由于輸出濾波電感Lo足夠大，使得iL等于負(fù)載電流io，故可得：

則

原邊繞組匝數(shù)為N1，副邊側(cè)2個(gè)繞組匝數(shù)分別為N21和N22；變壓器原邊激磁電流為im，其直流分量為Im，其紋波峰-峰值為ΔIm；變壓器原邊繞組電流為ip，其直流分量為I1；變換器原邊開關(guān)的開關(guān)周期為T。

2.2 軟開關(guān)實(shí)現(xiàn)條件

以開關(guān)管VT2、VT3為例，在［t1，t2］階段，根據(jù)t1時(shí)刻的初始條件，可得：

t1時(shí)刻，ip的值為Ip1（記Ipk為tk時(shí)的值）；t2時(shí)刻，uAB＝-Vin，VT2、VT3才可實(shí)現(xiàn)ZVS開通。故由式（6）可知，VT2、VT3實(shí)現(xiàn)ZVS開通須滿足條件：

同理可得，VT1、VT4實(shí)現(xiàn)零電壓開通須滿足條件：

其中：ω為諧振角頻率；Zn為特征阻抗。由圖2可知，ip的正負(fù)峰值分別為Ip1與Ip7，分別等于副邊電流折算到原邊側(cè)電流與原邊側(cè)激磁電流的正負(fù)峰值之和。

2.3 死區(qū)時(shí)間設(shè)置

VT2、VT3實(shí)現(xiàn)ZVS開通的前提是，VT2、VT3開通時(shí)刻t3必須設(shè)定在t2與t4時(shí)刻之間。故其死區(qū)時(shí)間應(yīng)滿足以下條件：

（t4-t2）是死區(qū)時(shí)間，td2是死區(qū)時(shí)間的可變范圍，td2越大，越有利于實(shí)現(xiàn)寬范圍的ZVS。同理，可得VT1、VT4死區(qū)時(shí)間td1的設(shè)置區(qū)間。

2.4 占空比丟失分析

根據(jù)圖2和前面開關(guān)模態(tài)分析可知：原邊等效串聯(lián)電感使得ip不能突變，該電流需要一定的時(shí)間來改變極性，即圖2中［t3～t5］與［t9～t11］。在這兩段時(shí)間內(nèi)變壓器原邊電流ip下降，使得其副邊電流下降，又由于iLo不能突變，故另一個(gè)同步整流管導(dǎo)通以實(shí)現(xiàn)iLo。在此期間，副邊處于續(xù)流階段，變壓器副邊被短路，在該時(shí)間段內(nèi)副邊電壓丟失，即占空比損失時(shí)間。在這兩段時(shí)間內(nèi)，原邊電流可近似看作以斜率Vin／Lr線性變化，可知Lr與占空比損失成反比關(guān)系。

占空比損失時(shí)間tloss＝t5-t3及tloss與開關(guān)周期Ts的一半的比值就是副邊占空比損失Dloss即：

且有

從而可以得出：

由式（22）可以得出：

1）占空比損失情況與輸入電壓成負(fù)相關(guān)，與負(fù)載電流成正相關(guān)，設(shè)計(jì)變換器時(shí)需要考慮輸入電壓最低、負(fù)載最大的情況，保證此時(shí)輸出電壓依然能正常輸出。

2）漏感Lr與占空比損失Dloss成正相關(guān)。所以漏感不僅會(huì)影響軟開關(guān)的實(shí)現(xiàn)效果，同時(shí)會(huì)造成占空比損失，所以在設(shè)計(jì)Lr時(shí)需要兼顧ZVS的實(shí)現(xiàn)及占空比損失問題。

2.5 開關(guān)應(yīng)力分析

文中前面部分已進(jìn)行了詳細(xì)分析。故從模態(tài)分析可以得知原邊開關(guān)管兩端電壓最大為Vin，流經(jīng)原邊開關(guān)管的最大電流為ip的峰值；而副邊同步整流管兩端電壓最大為VMN，流經(jīng)同步整流管的最大電流為Io。

2.6 副邊同步整流控制時(shí)序

對于其他全橋變換器而言，由于開關(guān)器件本身存在動(dòng)作時(shí)間，在副邊使用同步整流模式時(shí)，同步整流管的控制時(shí)序需要與原邊開關(guān)管存在一定的死區(qū)時(shí)間，以防止變壓器副邊短路。然而，設(shè)置死區(qū)時(shí)間必然會(huì)帶來損耗，而不對稱全橋DC／DC變換器在該方面有著獨(dú)特的優(yōu)勢。如圖4所示，由于該變換器原邊開關(guān)管控制時(shí)序ugs1＆4與ugs2＆3之間存在死區(qū)，而副邊同步整流管ugs-s1與ugs-s2的與對應(yīng)的原邊開關(guān)管一致（時(shí)序相同的組合分別是ugs1＆4與ugs-s1，ugs1＆4與ugs-s2），因此同步整流控制時(shí)序不需要再設(shè)置死區(qū)時(shí)間。

圖4 不對稱全橋變換器開關(guān)過程模態(tài)分析時(shí)序

3 仿真實(shí)驗(yàn)結(jié)果

3.1 仿真參數(shù)設(shè)置

根據(jù)上述分析，本研究使用saber仿真軟件對變換器進(jìn)行仿真。仿真實(shí)驗(yàn)參數(shù)如表1所示，圖5為原邊開關(guān)及副邊同步整流管控制時(shí)序，依照表1中的具體參數(shù)設(shè)置。

表1 系統(tǒng)參數(shù)

圖5 開關(guān)管控制時(shí)序

3.2 仿真輸出電壓及ZVS仿真實(shí)現(xiàn)

圖6中波形為不對稱全橋DC／DC變換器按照表1所設(shè)置的仿真參數(shù)及圖5中的控制時(shí)序而得到的變換器電壓輸出波形，與理論值（參照公式3）98 V極為接近。

圖7所示仿真波形中的4道波形分別為VT1、VT4與VT2、VT3兩組原邊開關(guān)管的電壓波形：第1組為VT1、VT4的漏極源極電壓uds和柵源極電壓ugs；第2組為VT2、VT3的uds和ugs。其中標(biāo)注的虛線框內(nèi)的波形描繪了2組開關(guān)管的開通情況，2組開關(guān)管皆在ds極電壓為零之后，才開始導(dǎo)通，完成了零電壓導(dǎo)通。故該仿真波形驗(yàn)證了不對稱占空比控制的策略可以使全橋原邊2組開關(guān)管實(shí)現(xiàn)軟開關(guān)。

圖6 電壓輸出波形

圖7 V T1、V T4與V T2、V T3軟開關(guān)波形

3.3 占空比損失仿真

就占空比損失量與Lr、輸入電壓及負(fù)載之間的關(guān)系，本研究針對占空比損失量與Lr的關(guān)系，做了1組對比仿真實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證，即保證輸入電壓和負(fù)載一致，為了使對比效果比較明顯，選區(qū)的2組電感值比較大的Lr分別為1μH和3μH。由圖8中的仿真波形可知，在前半個(gè)周期Lr內(nèi)1μH和3μH的占空比損失量分別為Dloss1、Dloss2；以及后半個(gè)周期內(nèi)1μH和3μH的占空比損失量分別為D′loss1、D′loss2。由圖8可以明顯看出，在Lr＝1μH情況下的占空比損失量始終小于Lr＝3μH。以上仿真結(jié)果皆與占空比丟失理論分析一致。

圖8 Lr＝1μH和Lr＝3μH情況下占空比損失量對比波形

4 結(jié)束語

本文分析研究了不對稱全橋DC／DC變換器的工作原理。該變換器采用其變壓器原邊漏感與原邊開關(guān)管寄生電容以實(shí)現(xiàn)原邊開關(guān)管軟開關(guān)，使變換器的原邊開關(guān)損耗得以降低；變換器副邊側(cè)利用同步整流技術(shù)減少了原二極管整流所導(dǎo)致的導(dǎo)通損耗，從而使得變換器效率得以提升。