基于單路DDS源的雙路寬帶信號預(yù)失真技術(shù)

洪香茹 徐 瑋 張雨輪 李 濤

(西安電子工程研究所 西安 710100)

0 引言

雷達(dá)的高分辨率距離像是通過發(fā)射和處理寬帶信號實(shí)現(xiàn)的，匹配濾波理論假定接收信號s(t-τ)是發(fā)射信號s(t)延遲τ后的復(fù)制，即收發(fā)通道不引入任何失真。工程實(shí)現(xiàn)中，雷達(dá)寬帶信號的產(chǎn)生、傳輸、發(fā)射、接收由于混頻器、濾波器性能的非理想因素，使得雷達(dá)接收到的回波信號產(chǎn)生變形、失真。如果還用發(fā)射信號做匹配濾波，將會導(dǎo)致脈壓后的主瓣展寬、旁瓣抬高，使脈壓性能變差。

文獻(xiàn)[1]將點(diǎn)目標(biāo)的回波當(dāng)做當(dāng)做匹配信號，改善匹配性能，該方法把信號產(chǎn)生、傳輸、接收等失真一并考慮，但是并未考慮“去斜”接收對寬帶信號線性度要求的使用場合。文獻(xiàn)[2]根據(jù)收、發(fā)通道的特性對寬帶發(fā)射信號的相位、幅度進(jìn)行預(yù)失真[3]補(bǔ)償，使發(fā)射信號成為和收發(fā)通道匹配的最佳波形。

考慮到本雷達(dá)近場成像的需要，雷達(dá)作用距離范圍為3～60m，為實(shí)現(xiàn)近端成像，雷達(dá)采用連續(xù)波“自混頻”的去調(diào)頻接收體制，克服了雷達(dá)的盲距、提高了信噪比，同時(shí)降低了對后端信號采集和處理的難度。“自混頻”工作方式，即要求頻綜輸出的發(fā)射信號和接收本振信號同時(shí)發(fā)出，且為調(diào)頻斜率相同的寬帶線性調(diào)頻信號，并且要求發(fā)射信號和本振信號的線性度必須嚴(yán)格一致。

1 傳統(tǒng)預(yù)失真方案

由于“自混頻”的工作方式，要求頻綜輸出的發(fā)射信號和接收本振信號同時(shí)發(fā)出，且為調(diào)頻斜率相同的寬帶線性調(diào)頻信號，考慮到發(fā)射通道和本振通道的相位、幅度不一致性，兩個(gè)通道必須同時(shí)做預(yù)失真，才能保證發(fā)射信號和本振信號為的線性度一致的寬帶信號。

為產(chǎn)生預(yù)失真的寬帶發(fā)射信號和本振信號，采用兩路DDS源信號產(chǎn)生電路，一路做本振一路做發(fā)射，預(yù)失真時(shí)，示波器分別采集發(fā)射通道、本振通道的中頻信號[4]，再利用分析計(jì)算機(jī)分析得到發(fā)射通道、本振通道的相位誤差，并將各路的相位誤差分別預(yù)失真到各路的DDS源，從而產(chǎn)生發(fā)射、本振各自預(yù)失真的信號。其單路處理流程如圖1所示，發(fā)射、本振雙路處理只是分別對兩路完成預(yù)失真處理即可。

這種預(yù)失真方法能同時(shí)補(bǔ)償發(fā)射通道與本振通道的相位誤差，但是需要兩路DDS信號產(chǎn)生電路，電路復(fù)雜、功耗大、成本高，且存在兩路DDS源的同步問題。

2 單個(gè)DDS源的雙路寬帶信號預(yù)失真技術(shù)

2.1 單路DDS源的雙路寬帶信號預(yù)失真技術(shù)的思路

針對傳統(tǒng)預(yù)失真方法的問題，采用一路DDS源信號產(chǎn)生電路，只產(chǎn)生一路寬帶基帶信號，通過功分把此寬帶基帶信號分成兩路，分別送至發(fā)射通道、本振通道。預(yù)失真時(shí)，先從發(fā)射通道采集中頻信號，形成發(fā)射通道的相位誤差，并把此相位誤差預(yù)失真到DDS源，此時(shí)對于本振通道輸出信號而言含有兩種失真：一是本振通道本身的失真；二是本振發(fā)射兩通道不一致的失真。采集同時(shí)含有兩種失真的本振通道輸出信號，形成本振通道的預(yù)失真相位誤差，并存儲此項(xiàng)誤差。在處理AD采集到的“去調(diào)頻”信號之后再將本振通道的相位誤差補(bǔ)償上去。

通過在線只補(bǔ)償發(fā)射通道的相位誤差，后處理時(shí)補(bǔ)償本振通道的相位誤差實(shí)現(xiàn)雙路寬帶信號的預(yù)失真處理，雖然后處理計(jì)算量增大，但只要一路DDS信號產(chǎn)生電路，降低成本且不存在兩路DDS同步的問題，同時(shí)一次相位預(yù)失真的乘法運(yùn)算對算法實(shí)時(shí)性的影響不大。

2.2 單路DDS源的雙路寬帶信號預(yù)失真方案的原理

單路DDS源的雙路寬帶信號預(yù)失真方案的原理見下分析所示：

圖2中，s0(t) 為DDS產(chǎn)生出的理想基帶寬帶信號，sT(t)為理想信號疊加上發(fā)射通道相位、幅度誤差的發(fā)射信號，sL(t)為理想信號疊加上本振通道相位、幅度誤差的本振信號，sR(t)為接收回波信號，sR0(t)為經(jīng)過“去斜”接收的中頻信號。考慮到實(shí)際系統(tǒng)中幅度失真較小，且幅度失真對脈壓的影響較小，為簡化問題，以下僅對相位誤差推導(dǎo)。

DDS產(chǎn)生的理想基帶信號為：

s0(t)=a(t)exp(j(2πfBt+πkt2))

(1)

經(jīng)過發(fā)射通道的畸變后實(shí)際發(fā)射信號為：

sT(t)=a(t)exp(j(2πfTt+πkt2+φT(t)))

(2)

其中φT(t)為發(fā)射通道的相位誤差。

接收回波信號為[5]：

sR(t)=sT(t-τ)

(3)

經(jīng)過本振通道的畸變后實(shí)際本振信號為：

sL(t)=a(t)exp(j(2πfLt+πkt2+φL(t)))

(4)

其中φL(t)為本振通道的相位誤差。

對發(fā)射通道預(yù)失真相位補(bǔ)償后，發(fā)射的基帶信號變?yōu)椋?/p>

(5)

經(jīng)過發(fā)射通道的相位失真后，預(yù)失真的基帶發(fā)射信號成為理想信號：

(6)

對應(yīng)的接收回波信號為：

=a(t-τ)exp(j(2πfT(t-τ)+πk(t-τ)2))

(7)

而疊加上發(fā)射通道相位誤差的本振信號為：

(8)

混頻濾波后的中頻信號為：

s(t)=a(t-τ)exp(j(2πfL0t+2πfTτ+

πkτt-πkτ2+φL(t)-φT(t)))

(9)

式(9)中第一個(gè)相位為中頻載頻項(xiàng)，數(shù)字下變頻后，頻率搬移到零頻。第二項(xiàng)為目標(biāo)與雷達(dá)之間的多普勒項(xiàng)，SAR成像正是基于對此項(xiàng)的積累成像的。第三項(xiàng)為距離項(xiàng)，第四項(xiàng)為“去斜”接收產(chǎn)生的的剩余相位，可補(bǔ)償?shù)簟５谖屙?xiàng)為本振通道的相位誤差，第六項(xiàng)為發(fā)射通道的相位誤差。從(9)式可以看出，如果對五、六項(xiàng)不做補(bǔ)償，將會影響“去斜”后距離脈壓的效果，使其主瓣變寬，旁瓣抬高。

采集回波之前，先采集含有本振通道及發(fā)射通道相位誤差的本振信號，如式(8)所示，利用分析計(jì)算機(jī)得到相位誤差，如(10)式所示：

φ(t)=φL(t)-φT(t)

(10)

在SAR成像處理前，中頻回波數(shù)字下變頻后，再把相位誤差(10)式補(bǔ)償?shù)交夭ㄉ希词够夭ǔ蔀榻评硐牖夭ㄐ盘枺?11)式所示：

s(t)=a(t-τ)exp(j(2πfTτ+πkτt-πkτ2))

(11)

2.3 單路DDS源的雙路寬帶信號預(yù)失真處理過程

根據(jù)以上分析，通過在線補(bǔ)償和后處理補(bǔ)償兩種方式完成發(fā)射、本振信號的預(yù)失真校正，其處理流程如圖3所示：

其處理過程分為以下四步：

1)用單個(gè)DDS源同時(shí)產(chǎn)生發(fā)射、本振兩路寬帶信號。

2)發(fā)射通道相位誤差測量及在線補(bǔ)償。

3)本振通道剩余相位誤差的測量。

4)距離脈壓同時(shí)補(bǔ)償本振通道相位誤差。

預(yù)失真數(shù)據(jù)采集過程注意以下事項(xiàng)：

1)圖3中的混頻器選擇和輸入信號波段一致的混頻器即可，使用時(shí)注意調(diào)節(jié)發(fā)射信號和本振信號及信號源的輸出功率在混頻器額定輸入功率范圍內(nèi)。

2)理論上，數(shù)字示波器采樣頻率滿足混頻器下變頻后輸出信號的最高頻率的2倍即可，實(shí)際中考慮到恢復(fù)信號的質(zhì)量，采樣頻率設(shè)為理論采樣頻率的2.5倍。

3 實(shí)測數(shù)據(jù)驗(yàn)證

值得一提的是：預(yù)失真校正包括幅度預(yù)失真校正與相位預(yù)失真校正兩部分，其處理流程基本相同。本雷達(dá)通過測試發(fā)現(xiàn)信號的帶內(nèi)幅度起伏在1.0dB內(nèi)，滿足成像處理要求，所以對幅度起伏不做預(yù)失真校正。以下試驗(yàn)結(jié)果為相位預(yù)失真校正結(jié)果。

需要說明的是相位預(yù)失真校正的過程并不是一次完成的，需要循環(huán)實(shí)現(xiàn)多次，直到補(bǔ)償之后的相位誤差范圍滿足工程需要為止。

圖4-8給出本項(xiàng)目相位預(yù)失真的結(jié)果。

圖4(a)為不做補(bǔ)償時(shí)的發(fā)射通道相位誤差，從圖4(a)中可以看出發(fā)射信號的相位誤差達(dá)到150多度，遠(yuǎn)遠(yuǎn)不滿足工程脈壓的需要，圖4(b)為以發(fā)射通道的相位誤差為DDS預(yù)失真誤差補(bǔ)償后發(fā)射通道的相位誤差，從圖中可以看出補(bǔ)償后，發(fā)射通道的相位誤差縮小到±3°范圍內(nèi)。

圖5給出發(fā)射通道相位預(yù)失真前后距離脈壓的結(jié)果，圖中不做相位誤差補(bǔ)償?shù)拿}壓結(jié)果主瓣展寬，旁瓣抬高到-6dB以上且不對稱；做了相位誤差補(bǔ)償?shù)拿}壓結(jié)果主瓣和理想信號脈壓結(jié)果相符，第一旁瓣分別到了-12.74dB、-13.72dB以下，和理想LFM信號脈壓的差別不大，滿足工程使用要求。

圖6給出以發(fā)射通道相位誤差為預(yù)失真誤差補(bǔ)償后，本振通道的相位誤差。從圖中可知，由于發(fā)射、本振通道的不一致，此時(shí)本振通道的相位誤差范圍還在50°多，不滿足工程實(shí)際的要求。

圖7給出本振通道后處理相位預(yù)失真補(bǔ)償前后和發(fā)射信號“去調(diào)頻”接收的脈壓結(jié)果。從圖可知本振通道不做相位補(bǔ)償?shù)拿}壓結(jié)果的主瓣幾乎沒有展寬，但是第一、第二幅瓣抬高到-11.29dB、-14.4dB，且兩邊幅瓣不對稱；本振通道相位誤差補(bǔ)償后幅瓣幾乎下降到理想水平且更加對稱性。

圖8給出本振通道后處理相位預(yù)失真補(bǔ)償前后和發(fā)射信號“去調(diào)頻”接收的調(diào)頻步進(jìn)信號回波脈壓結(jié)果。從圖8可知，本振通道不補(bǔ)償時(shí)，調(diào)頻步進(jìn)信號距離像合成的第一柵瓣可到-20dB，在實(shí)際場景測試中，強(qiáng)目標(biāo)的柵瓣不僅會淹沒弱目標(biāo)，使弱目標(biāo)檢測不到，還會形成虛假目標(biāo)，導(dǎo)致成像質(zhì)量變差。而本振相位誤差補(bǔ)償后的柵瓣下降到-30dB附近，使強(qiáng)弱目標(biāo)的檢測范圍擴(kuò)大到30dB，滿足實(shí)際場景測試的需求。

4 結(jié)束語

文章結(jié)合工程實(shí)際，提出基于單路DDS源的雙路寬帶信號預(yù)失真方法，該方法采用發(fā)射通道相位誤差在線預(yù)失真補(bǔ)償，本振通道相位誤差后處理補(bǔ)償?shù)姆绞剑瑢?shí)現(xiàn)寬帶信號的“去斜”接收，使雷達(dá)的距離高分辨率和無盲區(qū)測距同時(shí)實(shí)現(xiàn)。這種補(bǔ)償方法在信號產(chǎn)生時(shí)減少一路寬帶信號的產(chǎn)生電路，使得系統(tǒng)電路簡化，功耗減小，成本降低，便于工程實(shí)現(xiàn)。