一種基于HMSIW的雙頻段縫隙天線設計

董湘龍 ，張 文 ，耿鴻健 ，黃 旻

（1.核工業二三〇研究所，長沙 410007；2.陸軍步兵學院二大隊，南昌 330103；3.深圳市沃土科技有限公司，深圳518109）

波導縫隙陣列天線因其結構緊湊、饋電網絡與輻射一體化，且具有高增益、窄波束、超低副瓣等特性，在雷達和通信系統中應用廣泛；但其尺寸相對較大，加工成本高，且不易與微波毫米波平面電路集成，極大地限制其實際應用。微帶天線具有平面電路結構，易與微波毫米波電路集成，加工設計簡便；但其傳輸損耗大，功率容量小，也不適于全面推廣[1-2]。而半模基片集成波導HMSIW（half-mode substrate integrated waveguide）卻很好地克服這些缺陷[3-4]；HMSIW不僅繼承了波導的低損耗、高Q值、大功率容量的優點，而且保留了基片集成波導SIW（substrate integrated waveguide）低輪廓、易集成、低成本及高可靠性的優勢。基于HMSIW的縫隙陣列天線，相比于微帶、SIW等傳輸線天線，具有更低的插損，且相對于SIW其尺寸縮減近50%，便于微波毫米波電路系統高集成、小型化的發展[5]。

本文通過等效電路模型分析HMSIW單條橫向縫隙的諧振特性，推導起諧振設計公式，并將其應用于HMSIW雙頻縫隙諧振天線的結構參數設計，利用HFSS進行了仿真優化，在頻點5.60 GHz和7.90 GHz實現高增益的輻射特性。

1 天線結構與理論

1.1 基片集成波導結構

如圖1所示，基片集成波導內部傳輸的主模為TE10模，其傳播常數及輻射損耗由w、s、d決定。基片集成波導可以等效為傳統的介質填充矩形波導，所以對SIW的分析就可以用等效的介質填充矩形波導來替代。

圖1 基片集成波導結構示意Fig.1 Schematic diagram of substrate integrated waveguide structure

基片集成波導和矩形波導之間的等效關系式表示如下[6-7]：

其中：

1.2 半模基片集成波導縫隙天線理論與設計

HMSIW的傳播特性與矩形波導相近，根據式（1）和式（2）可確定工作在TE10半膜基片集成波導的寬度WHMSIW，通過矩形波導某一模式波型的等效阻抗公式（3）來計算相應寬度的HMSIW的等效阻抗：

對于SIW和矩形波導傳輸的主模模式TE10，其等效阻抗計算公式為

式中：Zc為該模式的特性阻抗；h和W分別為矩形波導的高和寬；η=377/εr（）1/2為波阻抗；λ為工作波長[7]。

設計的基于HMSIW的諧振頻率為5.6 GHz和7.9 GHz，雙頻段縫隙天線的結構如圖2所示，波導諧振腔是由上下表面金屬覆銅的介質基板構成，一側邊開放，而另一側邊則是均勻排列的金屬化通孔。該天線選用h=1 mm厚度的Rogers 5880介質基板，其相對介電常數（εr）為 2.2，損耗切角（tanδ）為0.001。

圖2 HMSIW雙頻縫隙天線結構示意Fig.2 HMSIW dual-band antenna structure diagram

HMSIW的主要傳輸模式為TE模電磁波，電磁波在其內部的場分布與傳統矩形波導、SIW中TE模式分布類似。因此可利用波導等效電路模型來研究HMSIW縫隙陣列天線的諧振特性。HMSIW縫隙陣列天線由一系列蝕刻的縫隙單元組成，通過分析其單元傳輸性能，推導出雙頻諧振縫隙天線結構的初始參數，利用HFSS仿真對結構優化，進而獲得天線的最優結構尺寸參數。HMSIW單個橫向縫隙輻射單元結構示意圖及其相應等效電路傳輸線模型如圖3所示。圖中R0為HMSIW傳輸線的特性阻抗[8]。

圖3 HMSIW縫隙單元結構及其等效電路模型Fig.3 HMSIW slot unit structureand its equivalent circuit model

圖3的等效電路模型左側為電磁波信號的輸入端，右側則為輸出端，左、右兩端口的阻抗匹配，等效傳輸線模型的電壓與電流可用下式表示：

式中：A、C是等效傳輸模型兩端電磁波信號的輸入與輸出增幅系數；B是信號的回損系數。式（5）滿足以下邊界條件：

式（5）代入式（6）后，可得：

歸一化阻抗簡化為

式中，當Z/R0為實數時，HMSIW橫向縫隙單元結構為諧振狀態，可向空間輻射電磁能量。此外，HMSIW橫向縫隙單元結構的歸一化阻抗可用散射S參數表示，即：

HMSIW橫向縫隙單元結構的自阻抗為（不考慮各縫隙間互耦）：

式中：Zai為輻射縫隙的阻抗；Ii為模式電流；vsi為橫跨縫隙的模式電壓；函數 fi、K可寫為

式中：ti、li分別為第個橫向縫隙的寬度、 長度；kx、kz為HMSIW中電磁波在x、z方向傳播波數；kli為橫向縫隙單元結構中電磁波的傳播波數。由于TE0.5，0為 HMSIW 的傳輸主模，則 kx=π/［2（w-xw）］，kli=π/［2（li-xli）］，xw、xli分別表示在 HMSIW 與橫向縫隙單元結構中x方向電場最大位置。

基于式（9）和式（10）可推得 HMSIW雙頻諧振縫隙天線的初始結構參數，并利用仿真軟件HFSS進行仿真優化，最后所得的優化后結構參數如表1所示。

表1 HMSIW雙頻縫隙天線結構參數（mm）Tab.1 HMSIW dual-frequency slot antenna structure parameters（mm）

圖4為HMSIW四元雙頻諧振縫隙天線反射系數仿真結果。從圖中可以看出，縫隙天線可同時工作于諧振頻點5.6 GHz和7.9 GHz，其相應的反射系數分別為-17.9 dB和-26.1 dB。

圖4 雙頻縫隙天線反射系數的仿真結果Fig.4 Simulation results of reflection coefficient of dual-frequency slot antenna

2 實驗測試

天線E、H面的歸一化輻射方向圖仿真結果如圖5所示，在頻點5.6 GHz，天線在E面具有全向輻射特性，且H面方向圖關于xoz面對稱；在7.9 GHz，其E、H面輻射方向則為定向輻射，E、H面的方向圖關于yoz面近似對稱，且其輻射主瓣在垂直方向。

圖5 天線的輻射仿真方向圖Fig.5 Antenna radiation simulation pattern

為驗證設計方法的有效性與仿真結果的正確性，針對上述例子，利用PCB工藝對設計的HMSIW雙頻諧振縫隙天線進行加工，其實物如圖6所示。

圖6 HMSIW四元雙頻縫隙天線Fig.6 HMSIW quaternary dual-frequency slot antenna

測試結果如圖7所示。實驗結果表明，測試與仿真結果基本吻合，雙頻諧振縫隙天線可工作于頻點 5.51 GHz和 7.74 GHz， 其對應的頻率帶寬 （S11＜－10 dB）分別為55 MHz和50 MHz。對比仿真數據，天線的諧振頻點均向低頻方向發生頻移。圖8為天線在諧振頻點E、H面歸一化輻射方向圖的測試結果，從圖可知，在諧振頻點的測試輻射方向圖與圖5中的仿真結果基本一致。

圖7 天線的測試結果Fig.7 Antenna test result

圖8 天線測試方向圖Fig.8 Antenna test pattern

表2為天線在諧振頻點增益的仿真與測試數據對比，由表中可知，雙頻諧振縫隙天線增益的測試結果與仿真結果存在約1 dB左右的損耗差異。

表2 HMSIW四元雙頻縫隙諧振天線增益Tab.2 HMSIW quaternary dual-frequency slot resonance antenna gain

3 結語

雙頻縫隙諧振天線工作于C波段，損耗低，增益均高于5.9 dBi，利于研制高增益天線。其結構簡單緊湊，僅由HMSIW和橫向縫隙構成，在PCB板上即可實現，易于與其他電路集成，成本低。

仿真與測試結果的整體趨勢吻合，但存在一定差異，這可能是由天線自身的導體損耗、介質材料損耗及轉換阻抗失配等因素共同引起的，有待改良設計。