電力電子變壓器直流變換器拓撲及冗余切換技術研究

姚 宇，霍 光

(1．華能吉林發電有限公司九臺電廠，長春 130501;2．國網吉林供電公司，吉林 吉林 132000)

電力電子變壓器以其在電壓轉換和電能質量變換方面的優良特性［1-2］，特別是電力電子變壓器作為一種將電壓變換、頻率變換、動態無功補償及電能質量控制等多項功能集于一身的新型智能設備，在分布式發電、直流配電網、智能電網等新技術中均具有廣泛的應用和研究前景。

本文提出了一種適用于配電網的電力電子變壓器結構，針對其內部的直流-直流(DC-DC)變換器拓撲結構及軟開關技術，冗余設計與平滑切換技術等關鍵技術進行了綜合性的研究，并通過理論分析和仿真實驗驗證了所提出結構及控制策略的有效性和實用性。

1 電力電子變壓器主電路拓撲結構研究

目前比較常見的大功率隔離型全橋雙向DCDC變換器有以下幾種:LC串聯諧振變換器;LC并聯諧振變換器;LLC諧振變換器;CLLC諧振雙向變換器;典型雙向變換器(DAB)。根據變換器拓撲結構，上述5種變換器的各項性能對比如下。

a．LC串聯諧振變換器。其具有成本低，功率密度高的特點，可實現前橋臂零電壓開通(ZVS);增益曲線在諧振點附近較平緩，易于對輸出電壓的波動進行調節，保證變換器的穩定運行。

b．LC并聯諧振型變換器。其成本及功率密度與前者類似，可實現前橋臂ZVS;增益特性方面，在諧振點附近變換器的增益變化隨頻率的變化較大。

c．LLC諧振型變換器。其功率密度最高，具有恒壓輸出特性，成本較前兩種變換器略高，可實現前橋臂ZVS和后橋臂零電流關斷(ZCS);變換器增益曲線在完全諧振點附近較為平緩，但無法實現功率的雙向傳遞。

d．CLLC諧振型變換器。其工作原理與LLC諧振型變換器類似，具備了雙向能力提升了變換器整體的靈活性，可以實現軟開關工作;高頻大功率條件下，變換器對電容器件要求較高，現有元件難以滿足需求。

e．DAB變換器。其功率密度較諧振型變換器略低，成本有所減少，具備雙向功率傳遞能力;能滿足大功率傳遞需求，并可通過改變變換器前后橋臂對應開關的角度實現對傳遞功率的調節。

2 DC-DC變換器軟開關工作原理

上述5種DC-DC變換器中LLC、CLLC諧振型變換器，及DAB變換器在成本、功率密度、增益特性及軟開關工作能否實現方面均具有較為優良的特性，因此選取LLC諧振型變換器及DAB變換器2種DC-DC變換器進行軟開關工作原理進行分析。

2．1 LLC諧振型變換器工作原理及軟開關分析

LLC諧振型變換器在一個開關周期內共有8個工作過程，電路見圖1。對不同工作過程的分析如下。

圖1 LLC諧振型變換器電路圖

a．工作過程1。開關寄生電容C1與C4放電，一次電流反向，直到開關S1、S4電壓降為0，電流反向減少，此時，諧振電感 Lr與諧振電容 Cr串聯諧振。

b．工作過程2。一次電流反向通過S1、S4的反并聯二極管，開關 S1、S4電壓降為0，實現 ZVS，此時，勵磁電感上的電流近似線性增長，Lr仍與Cr串聯諧振，二次側依舊存在感應電流。

c．工作過程3。Lr仍與Cr串聯諧振，直到漏感半周期諧振過程完成。此時，一次電流與勵磁電感上的電流相等，諧振過程結束，二次側電流自然歸零，實現ZCS。

d．工作過程4。諧振過程結束后進入勵磁電感Lm、Lr與Cr諧振過程，一次側電流與勵磁電流相等，無二次側感應電流，直到S2、S3開通S1、S4斷開，二次側由并聯電容供電。

工作過程5、6、7、8則是諧振過程的負半周，其工作過程剛好與前4種模式對應相反。

LLC諧振型變換器是利用諧振電感Lr及諧振電容Cr的配合，在完全諧振狀態下，變換器增益為1，即實現恒壓輸出。變換器在不同條件下的增益曲線簇見圖2，其中h表示諧振型變換器中勵磁電感與諧振電感之比，M表示變換器增益，k表示開關頻率與諧振頻率之比。當k=1時，無論電感參數為多少，總能使變換器的增益M=1，即實現恒壓輸出。隨著h值的增大，曲線在完全諧振點附近也更平緩。但為了滿足軟開關的需求，h值又無法設計得過大，此值取30～40較為合理，在此數值下，勵磁電流不會對一次側電流波形造成太大干擾，也能較好地保證變換器軟開關的實現。

圖2 LLC諧振變換器增益曲線

結合工作過程和電荷守恒定律，可知諧振變換器的軟開關是利用勵磁電流在死區時間內對開關器件的寄生電容充電實現的，因此，為滿足ZVS操作需滿足:

式中:Lm為變壓器勵磁電感;Tdead為開關死區時間;Cds為開關器件寄生電容;fr為諧振頻率。

根據以上分析可知:LLC諧振型變換器具有良好的軟開關工作特性，并可實現恒壓輸出，在保證較高效率的同時降低控制的復雜性，然而其軟開關是依靠電容及電感的諧振過程實現的，對電容器件要求較高。

2．2 DAB變換器工作原理及軟開關分析

DAB變換器軟開關工作時的一次側簡化電路見圖3，圖中Cdc為直流的穩壓電容，UDCin為輸入的直流電壓，UDCout為輸出的直流電壓，N為變壓器變比，C1、C2、C3、C4為開關寄生電容。

變換器一次側電流與移相過程結束后達到峰值Ipeak，設此時間為t，對變換器一次側電流有:

圖3 DAB變換器軟開關工作一次側簡化電路圖

而諧振過程中，一次側串聯電感L上產生的電流為:

式中:ωr為諧振角頻率;Z為諧振阻抗值;uC1、uC2、uC3、uC4為 C1、C2、C3、C4的電壓。一個諧振周期結束后，uC2=uC3=1/2UDC，uC1=uC4=0，但電感電流 iL方向不會立即變化。這樣，前橋臂絕緣柵雙極型晶體管(IGBT)的相應反并聯二極管D1和D4開啟，實現了S1和S4的軟開關操作。整個諧振過程的時間Δt可由下式計算得到:

諧振過程結束后，流過電感L的電流iL為:

為了保證軟開關的實現，諧振過程結束時，必須保證:iL＜ 0，uC1=uC4=0。即，滿足:

通過以上分析可知，DAB變換器的軟開關工作需要保證工作時的額定電流大于Ipeck，即存在最低功率限制，但其工作的實現對諧振電容要求較高。DAB變換器雖無硬件條件限制，但其軟開關的實現存在最低功率限制。通過比較可以得出，在低功率應用時宜采用LLC諧振型變換器，而在功率較高時宜采用DAB變換器，以最大限度地提升效率。

通過對LLC及DAB兩種變換器的分析可知，LLC諧振型變換器在全負載范圍內均可以實現軟開關工作模式［3］。

3 冗余設計與平滑切換技術研究

傳統的電力電子變壓器冗余設計效率較低。現在雖采用熱備用設計，相比傳統方案有一定的效率提升，冗余子模塊可以瞬間投入替代故障子模塊，但是依然犧牲直流利用率，降低了系統的效率。

為了解決熱備用冗余設計方案存在的問題，本文提出一種優化冗余設計方案(見圖4)。這種適用于本拓撲結構的動態冗余運行方案，在不犧牲直流側利用率的前提下，通過DC-DC耦合預充電方式最大程度的縮短冗余模塊的充電時間，以達到冗余模塊瞬間投入的目的，提高電力電子變壓器(PET)系統的可靠性。且該冗余策略能保證 PET一直處于對稱運行，相比其他方案出現不對稱運行的情況，產生的諧波環流較小。

圖4 優化設計后的冗余方案保護框圖

在這種模式下的充電過程中，冗余模塊的電壓將維持其參考值不變，始終保持熱備用狀態，隨時準備投切，但不參與功率交換。在故障發生瞬間，由于冗余模塊已經通過DC-DC耦合預充電，達到參考值，可以瞬間完成投切，不會產生電壓沖擊且不影響后端直流側電壓的穩定性。通過PSCAD軟件對所提出的優化冗余設計方案進行仿真(見圖5)。在本冗余設計及平滑切換策略下，PET本體模塊發生故障并不會影響PET的三相平衡，也不會產生電壓沖擊、過流，能夠維持系統的正常穩定運行，有效地提高了PET的運行可靠性。

圖5 故障時冗余設計方案動作仿真圖

4 結論

本文通過對電力電子變壓器隔離級DC-DC變換器的拓撲對比分析，比較了幾種不同變換器模塊的各項特性，并選取其中性能較為優異的LLC諧振變換器和DAB型變換器進行了工作過程及軟開關工作分析。提出了一種優化后的電力電子變壓器冗余設計及平滑切換技術方案，并通過仿真實驗驗證了所提出結構的可行性和優越性。