低失調電壓低輸入噪聲儀表放大器設計*

榮家敬，任 建，辛曉寧

（沈陽工業大學信息科學與工程學院,沈陽110870）

1 引 言

近年來，隨著電子技術快速發展，集成運放的市場需求越來越多。儀表放大器具有高共模抑制比、高輸入阻抗、低噪聲、低線性誤差、低失調漂移、良好的穩定性等特性，使用方便，被廣泛應用于精密電路系統領域，例如工業儀表、航空航天、醫療器件等[1]。

儀表放大器是一種源于運算放大器，但卻優于運算放大器的精密差分電壓放大器。作為一種閉環增益組件，它具有一對差分輸入和一個單端輸出。運算放大器的閉環增益由其反相輸入端與輸出端之間連接的外部電阻所決定,而儀表放大器則是由與輸入隔離的內部反饋電阻決定的[2]。

目前儀表放大器的失調電壓在10mV左右，而輸入噪聲為20μV/sqrt(Hz)。本文所設計的儀表放大器不僅能夠編程設置增益，在此基礎上，還首創采用失配分析，使得仿真結果更加接近實際情況，與參考文獻[3]相比失調電壓小了一個數量級，等效輸入噪聲小于101.75 nV/sqrt(Hz)。

2 儀表放大器原理

儀表放大器與通常所說的“運放”不同，實際上是由三個放大器和若干電阻構成的。典型的儀表放大器如圖1所示。在實際使用時一般采用一個封裝于其中的運放來實現，對其電阻也有嚴格的要求。儀表放大器最突出的優點是具有很高的共模抑制比，但前提是其中的某些電阻需要高度匹配[4-5]。基本要求是其中R3=R4，R5=R6，實際使用時通常也要使R1=R2。

圖1 儀表放大器原理圖

在假設圖1中所有放大器都是理想運算放大器且其中電阻滿足上述要求時，儀表放大器的輸入、輸出關系很容易得到。當我們說“假設一個放大器是理想運算放大器”時，包含許多假設，例如開環增益無窮大、輸入阻抗無窮大、帶寬無窮大等。一個容易被忽視的假設是，這種放大器必須是雙電源供電的，因為在分析時要求運放的輸出是可正可負的。在滿足上述假設且電路的反饋關系為負反饋的條件下，運放的同相端電壓嚴格等于反相端電壓，因此在圖1中，有：

用式(1)減(2)可得：

假設圖1中的VCM點電壓為0，R3=R4，R5=R6，則有：

3 可控儀表放大器電路

儀表放大器整體結構如圖2所示。從結構上看，這種放大器與基本的儀表放大器較為相似，但也存在一些差別。首先，第3個放大器A3采用了全差分結構，最終輸出是差分信號，這與單端輸出結構相比有一個顯著的優勢，就是可以消除共模噪聲的影響；其次，該放大器采用了斬波技術，在每個放大器前都增加了交叉開關，通過斬波技術可以將輸入噪聲和輸入失調電壓調制到高頻，通過一個簡單的低通濾波器就可以將噪聲濾除[6]。其中RS1和RS2、RS3和RS4都是相同的可控電阻。

圖2 可控儀表放大器

圖3為可控儀表放大器中的交叉開關。當控制信號S=1 時，Vo1=Vi1，Vo2=Vi2，而當S=0 時，Vo1=Vi2，Vo2=Vi1。使用這種開關后，圖2中放大器的同相端和反相端的信號是可以互換的，利用這一技術即可消除或減小器件失配的影響。

圖3 交叉開關

圖4是可控電阻RS1和RS2的電路圖，圖5則是可控電阻RS3和RS4的電路圖。圖中A、B、C是可控電阻器的端點，與圖2中可控電阻器的端點相對應。

圖4 可控電阻RS1和RS2

圖5 可控電阻RS3和RS4

圖2中的放大器A1和A2內部結構相同，如圖6所示。其中 M5、M6、M9、M10等晶體管和兩個簡單放大器A4的作用，從靜態角度看，該電路可以理解為一種低壓差的鏡像電流源，放大器A4的作用是令A點和B點的電位相同。從動態特性的角度看，該電路相當于增加了從M9邏輯看上去的動態電阻RO。這種電路也稱為增益提升電路[7-8]。M25、M26及放大器A5的作用與增益提升電路作用相同。

圖7是放大器A1和A2簡化后的電路圖，該電路是一種AB類放大器。所謂AB類放大器就是甲乙類放大器，是一種能夠輸出較大電流的放大器，可驅動較小的電阻和較大的電容。AB類放大器的靜態電流較小，但在有需要時可輸出較大的電流。圖7中的iP和iN是來自差分輸入管M21和M22的電流，這兩個電流之和不變，靜態時，放大器的兩個輸入端電壓VP=VN，則iP=iN。由于差分輸入管是PMOS管，當VP＞VN時，iP減小，iN增加。圖中的IB3和IB4是前文所述的經增益提升技術處理的電流源，具有很高的輸出電阻，因此，微小的電流變化就能使D點和C點產生很大的電壓變化。圖中的M18、M19、M13和M16等在動態時是共柵極電路，具有同相電壓放大作用，因此，當C點電壓升高時，E點電壓也升高。當出現上述變化時，IOP將減小，ION將增加，而電路的輸出電流IOL為IOP與ION之差，故IOL將減小。可以看出，放大器的增益主要取決于電流源IB3和IB4的輸出電阻，如果IB3和IB4是理想的，放大器有無窮大的開環增益。M1、M2、M18和 M12構成的跨導線性環（transline loop）為M12管提供靜態偏置電流[9-10]。由于M18和M2的柵極都是連接在A點的，M1和M12的源極都是VDD，所以：

圖6 放大器A1和A2結構

圖7 放大器A1和A2的等效電路

MOS管漏極電流與VGS的關系為：

式(5)可以寫為：

所以，式(6)左邊可以寫為：

M12管的靜態電流IDS12則為：

從式(8)可以看出，MOS管M12的靜態電流由電流源IB2、IB3和晶體管尺寸決定，與電源電壓無關。

圖8 A3全差分放大器

儀表放大器A3與A1、A2結構都相同，不同之處在于A3是全差分結構，圖8是放大器A3電路圖。

全差分運算放大器都存在輸出共模電壓不穩定的問題，需要用到共模反饋，圖9即是其電路。

圖9 共模反饋電路

其中R1和R2大小相等，用于檢測輸出共模電壓，然后共模電壓通過放大器與參考電壓比較來調節全差分運算放大器A3的電流，同時調節圖8中的Q23和Q24來改變輸出，進而將輸出的共模點調節到Vref。通常共模電壓為電源電壓的一半，所以Vref的值取為電源電壓的一半，其值可以從RW中求取。

4 實驗仿真

首先驗證儀表放大器的增益可調功能。輸入信號為增選信號，信號的頻率為1kHz,振幅為1mV。增益調整編碼順序為AL2AH2AH1AL1。圖10是不同增益編碼對應的輸出結果。圖中的輸出是差分結果，從中可以看出，在0000時增益為16，在0001時增益為32，在0010時增益為64，在0011時增益為128，在1000時增益為1，在1001時增益為2，在1010時增益為4，在1011時增益為8。

圖10 增益可控測試

之后進行失調電壓分析。在改變電阻電容和MOS管工藝角下，對輸入差分對管進行30次蒙特卡羅分析。圖11是蒙特卡洛分析仿真輸出。從圖中可以看出在全工藝角下，30次蒙特卡羅分析條件下失調電壓可以控制在1.8mV以內。

圖11 全工藝角下30次蒙特卡洛分析

對最終結果繪圖分析。圖12是均方根噪聲，圖13則為等效輸入噪聲。從圖中可以看出均方根噪聲在低頻時保持在10.25fV，等效輸入噪聲維持在101.75nV/sqrt(Hz)。

圖12 等效輸入噪聲

圖13 均方根噪聲

從仿真結果可以看出所設計儀表放大器實現了1倍、2倍、4倍、8倍、16倍、32倍、64倍、128倍放大，儀表放大器的失調電壓低于1.8mV，等效輸入噪聲小于101.75nv/sqrt(Hz)，均方根噪聲小于10.25fV，獲得了較為理想的效果。

5 結束語

采用雙輸入雙輸出結構設計出了一款儀表放大器，能夠有效地抑制共模噪聲。在仿真上首次采用了蒙特卡洛分析，使得實驗結果與實際結果更加接近。采用可變增益，能方便用戶的使用，而斬波技術的采用則有效地降低了輸入噪聲。上述技術使得本次設計的儀表放大器能夠適用于精密電路領域，具有廣泛的應用前景。