一種面向5G通信的寬帶8單元MIMO天線設計

李祎昕 鄒歡清 王明凱 楊廣立

(上海大學 上海先進通信與數據科學研究院, 上海 200444)

引 言

因為能在不增加發射功率的前提下顯著提高數據傳輸速率以及信道容量的優秀特性,多輸入多輸出(multiple-input multiple-output, MIMO)天線系統受到了廣泛關注[1]. 在4G通信時代,對2單元和4單元MIMO天線已經進行了深入研究[2]. 然而,面對5G通信系統數吉比特每秒的數據率的要求,集成更多天線單元(8單元或更多天線單元)的MIMO天線成為發展的必然[3]. 如何在保持天線單元體積小的前提下,設計隔離度高且寬帶的8單元MIMO天線成為了天線工程師新的挑戰.

近幾年,一些多頻、寬帶MIMO天線設計已經被陸續報道. 文獻[4]提出了一種超寬帶MIMO天線. 該天線以兩個單極子天線為主輻射體,并用兩條地板突出枝節去耦. 此天線能覆蓋3.1～10.6 GHz的帶寬,且隔離度大于15 dB,但其本質上仍是2×2 MIMO天線,不能滿足5G大容量通信的需要. 文獻[5]中的MIMO天線雖然具備陷波特性,但也只能支持2×2 MIMO. 之后,在寬帶MIMO天線的去耦合方面,又出現了一些有益的研究成果. 文獻[6]報道了一種基于刻槽微帶貼片結構的MIMO天線. 該設計通過正交擺放形成的雙極化來提高隔離度,又用一條中央縫隙改善低頻隔離度至15 dB以上. 文獻[7]所報道的MIMO天線可利用寄生單元產生的新耦合路徑抵消原耦合. 在改善天線單元設計方面,一些學者陸續報道了采用耦合饋電[8]、共享輻射體[9]的結構.但是,以上這些設計僅僅基于2單元MIMO,其天線單元個數的可擴展性仍需研究. 為提供更好的分集效果和更高的信道容量,文獻[10]展示了一種寬帶2單元MIMO天線,并成功報道了該天線可擴展為4單元MIMO天線的能力. 文獻[11]報道的寬帶4單元MIMO天線采用耦合饋電改善匹配,且其天線結構能激勵低地板電流,從而改善隔離度. 由以上敘述可見,雖然學術界報道了一些寬帶MIMO天線設計,但少有天線能夠支持8單元寬帶MIMO.

因此,面向5G高速率通信的需要,文中提出了一種寬帶8單元MIMO天線,天線單元采用多枝節單極子以增加帶寬. 在去耦合方面,利用地板突出枝節充當寄生單元,抵消地板耦合電流. 所提出的天線在3～7.1 GHz內反射系數小于-10 dB,在3.3～7.1 GHz內隔離度大于15 dB. 此外,文章研究了天線的輻射性能、方向圖分集性能,計算了天線的包絡相關系數(envelope correlation coefficient, ECC)以及遍歷信道容量.

1 天線結構

1.1 MIMO天線陣列的整體結構

圖1(a)給出了天線陣列的整體結構.該MIMO天線陣列由8個形狀相同的單極子天線單元組成,8個天線單元對稱排布于一個0.8 mm厚的FR-4介質板(相對介電常數為4.4,損耗角正切為0.02)的四邊,每邊放置2個. 其中,天線1、4、5、8橫向放置,天線2、3、6、7豎向放置. 介質板雙面鋪銅,正面為天線圖案,背面為接地板以及去耦合結構,采用從地板出發向著微帶線饋點的50 Ω集總端口為天線單元饋電. 介質板長和寬均為140 mm,這個尺寸適用于微型基站和無線接入點. 兩個相鄰的橫向天線(如天線1和8)或兩個相鄰的豎向天線(如天線2和3)之間采用一個長T形接地枝節去耦,相鄰的橫向天線和豎向天線(如天線1和2)之間采用兩個正交擺放的短T形接地枝節去耦. 這樣,每個天線單元的兩側各設計有一個去耦合結構. 去耦合結構的作用將在后文闡述.

(a) MIMO陣列整體結構(a) Geometry of the MIMO array

(b) 天線單元結構(b) Geometry of the MIMO antenna unit圖1 提出的MIMO天線的幾何結構和尺寸Fig.1 Geometry and dimensions of the proposed MIMO antenna

1.2 寬帶天線單元的結構

如圖1(b)所示,每一個天線單元由50 Ω微帶線在饋電點(A點)饋電,天線在微帶線末端向左右分為兩支,直到B點和C點. B點以上的E形部分由3條橫向枝節構成,產生1.25波長模態,C點以上的F形部分由2條橫向枝節構成,產生0.5波長模態和0.75波長模態. 同時,左右兩部分能共同產生一個新的0.5波長模態. 所有4個模式能被合并起來,從而覆蓋一個很寬的帶寬(3～7.1 GHz). 因此,所設計的MIMO天線可以支持數個用于5G通信的sub-6 GHz頻段,包含LTE band 42 (3.4～3.6 GHz)、LTE band 43 (3.6～3.8 GHz)、4-GHz 美國頻段(3.7～4.2 GHz,預研)、4.7-GHz 日本頻段(4.4～4.9 GHz,預研)、4.9-GHz中國頻段 (4.8～5 GHz)、LTE band 46 (5.15～5.95 GHz),以及6.5-GHz 美國頻段(5.9～7.1 GHz,預研). 其中,LTE band 46和6.5-GHz頻段為非授權頻譜,其他頻段皆為授權頻譜．天線還支持兩個WLAN頻段,包括5.2-GHz WLAN (5.15～5.35 GHz)和5.8-GHz WLAN (5.725～5.875 GHz). 天線的工作原理將在下文描述. 每個天線單元的兩側都有一個短T形接地枝節和一個長T形接地枝節,它們本質上是寄生單極子單元,其工作原理也將在后文描述.

2 設計原理和過程

2.1 寬帶天線單元的原理

如圖2,如果去掉天線2至天線7,去掉去耦合結構,整個天線只保留一個正方形接地板和天線1時,提出的天線單元可分別在頻率大約為3.2 GHz、4.3 GHz、4.9 GHz、6.8 GHz時產生4個諧振模式.

圖2 提出的MIMO天線單元的反射系數Fig.2 Reflection coefficient of the proposed MIMO antenna element

為理解天線單元的諧振模式,圖3給出了在只有天線單元1和正方形地板時,天線單元在諧振頻率的表面電流分布.這里,用顏色表示電流的大小,用虛線箭頭表示電流的方向.在3.2 GHz,電流從左側E形部分向右側F形部分流動,中央電流最大,左右分支的尾端處電流最小,這說明此諧振模式為左、右側枝節共同構成的0.5波長偶極子模式. 在4.3 GHz,電流從饋線出發,并主要流向右側F形枝節. 電流在饋線上產生一個零點,說明此諧振為右側F形部分的0.75波長模式(一階高次模). 在4.8 GHz,電流仍集中于右側F形部分,出發于F形部分尾端,并流向C點右側. 因此,此諧振考慮為F形部分的0.5波長模式. 在6.8 GHz,電流分布于左側E形枝節并出現兩個零點. 這表明此模式為左側E形部分的1.25波長模式(二階高次模).

(a) 3.2 GHz (b) 4.3 GHz

(c) 4.9 GHz (d) 6.8 GHz圖3 提出的天線單元在諧振頻點的仿真電流分布Fig.3 Simulated current distributions of the proposed antenna element at resonant frequencies

2.2 去耦合結構的設計

圖4給出了提出的MIMO天線陣列與其他兩個參考情況(一種為去掉所有8個短接地枝節,另一種為去掉所有4個長接地枝節)的仿真傳輸系數(為簡單化,只取兩個相鄰天線單元之間的傳輸系數S21和S81).接地枝節充當寄生單極子,其能通過寄生耦合效應抵消激勵的地板耦合電流,從而達到去耦合的目的. 如圖所示,去掉短接地枝節會惡化相鄰的橫向天線和豎向天線之間的隔離度(如S21)約5 dB,而去掉長接地枝節使得相鄰兩個橫向天線或兩個豎向天線的隔離度降低(如S81)約10 dB. 為更好地平衡整個陣列的隔離度水平,在設計上需同時引入兩種接地枝節.

(a) S21

(b) S81圖4 提出的MIMO天線陣列以及其他兩個參照情況的傳輸系數Fig.4 Transmission coefficients of the proposed MIMO antenna array and two referential cases

3 結果與分析

基于上文設計的天線,用CST微波工作室執行了進一步的仿真,并加工出了實物,實物模型如圖5所示. 首先,使用網絡分析儀和微波暗室測試了天線的S參數和輻射性能參數. 接著,利用仿真和實測的結果計算了天線的MIMO性能參數. 下文將闡述和分析所提出的8單元MIMO天線的仿真、實測和計算結果,包括S參數(反射系數、傳輸系數)、輻射性能參數(增益、系統效率)、方向圖,以及MIMO分集和復用性能參數(包絡相關系數、遍歷信道容量).

(a) 正面(a) Positive

(b) 背面(b) Opposite圖5 提出的MIMO天線的實物模型Fig.5 Prototype of the proposed MIMO antenna

3.1 S參數

所提出的MIMO天線的S參數如圖6所示. 由于天線結構的對稱性,圖中只給出1端口的反射系數,以及1端口相對于其他端口的傳輸系數. 結果表明,仿真和實測結果吻合良好. MIMO天線的反射系數在3～7.1 GHz (81.2%相對帶寬)內能滿足反射系數小于或等于-10 dB. 借助于寄生T形結構的去耦合效應,天線的總體隔離度水平在4.4～7.1 GHz內大于20 dB,在3.3～4.4 GHz內仍能大于15 dB.

(a) 仿真(a) Simulation

(b) 實測(b) Measurement圖6 8單元MIMO天線的仿真和實測S參數Fig.6 Simulated and measured S-parameters of the 8-element MIMO antenna

3.2 輻射性能

圖7給出了提出的8單元MIMO天線的系統效率和增益.類似地,考慮到天線結構的對稱性,只給出了1端口的效率和增益. 所有的效率和增益結果都是基于MIMO多單元陣列的系統效率和增益,也即效率和增益的計算考慮了失配和互耦對天線輻射特性的惡化效應[12]. 由圖可見,由于接地T形枝節在去耦合的同時會削弱地板電流,效率和增益的曲線出現下陷點. 盡管如此,天線在3～7.1 GHz的仿真系統效率仍能大于50%. 結果顯示,仿真效率大于80%的頻段為3.4～6.4 GHz (69.4%相對帶寬),此帶寬能夠完全覆蓋目標sub-6 GHz頻段. 天線的仿真增益在3.4～4.2 GHz內大于4 dBi,在4.2～6 GHz內大于6 dBi. 由于測試系統以及射頻接頭的損耗,實測輻射性能指標均略低于仿真值. 仿真和實測的增益和效率水平均能滿足室內MIMO通信的需求.

圖7 工作頻段內的系統效率和增益Fig.7 Total efficiency and gain in the operation bandwidth

圖8和圖9分別給出了天線單元1在4個典型頻點(3.6 GHz、4.9 GHz、5.5 GHz、6.5 GHz)以及兩個平面(xoy、yoz)上的方向圖. 在xoy面,φ向極化占主導,在四個頻點,最大輻射大約落在y軸兩側. 在yoz面,天線的θ和φ向分量大小相近,此現象有利于復雜衰落信號的接收. 在y軸上,方向圖產生兩個下陷點. 從整體上看,由于MIMO天線排布的對稱性,8個天線的方向圖均呈現出良好的互補和正交特性,也即天線最大輻射區域互補,主波瓣正交. 這說明天線具備良好的輻射分集特性.

(a) 3.6 GHz

(b) 4.9 GHz

(c) 5.5 GHz

(d) 6.5 GHz圖8 MIMO天線(以天線1為例)在xoy面的輻射方向圖Fig.8 Radiation patterns of the MIMO antenna (antenna 1) in the xoy plane

(b) 4.9 GHz

(c) 5.5 GHz

(d) 6.5 GHz圖9 MIMO天線(以天線1為例)在yoz面的輻射方向圖Fig.9 Radiation patterns of the MIMO antenna (antenna 1) in the yoz plane

3.3 MIMO分集和復用性能

如圖10所示,所提出的MIMO天線的包絡相關系數是通過8個天線單元各自的三維復方向圖來計算的. 計算時,假設信道傳播模型為均勻分布,且平行極化和垂直極化兩個方向上的入射波均是各向同性的[13]. 如圖所示,仿真和實測ECC變化趨勢相近. 天線的ECC在3 GHz以后均能小于0.15. 在目標sub-6 GHz頻段,天線的ECC接近于0. 所有計算的ECC值均遠小于0.5. 因此,所提出的天線能在sub-6 GHz頻段顯示出好的空間分集特性.

(a) 仿真(a) Simulation

(b) 實測(b) Measurement圖10 由三維方向圖計算得到的包絡相關系數Fig.10 Envelope correlation coefficient calculated from the 3D radiation patterns

如圖11所示,假設接收端天線為非相關且無損的8個終端天線(構成8單元MIMO終端天線陣列),提出的8單元MIMO天線充當發射天線,即可構成一個8發8收(8×8)的MIMO傳輸系統. 天線在此8×8 MIMO系統中的信道容量是以Kronecker信道模型為基礎,用注水法計算得到的. 假設信道為獨立同分布的瑞利衰落信道,信道狀態信息未知,發射功率分配策略為等功率分配,且接收端信噪比(signal-to-noise ratio, SNR)為20 dB[14]. 則MIMO信道矩陣的元素可取為零均循環對稱復高斯隨機變量. 天線在MIMO系統中的遍歷信道容量是在求100 000個隨機信道容量樣本的期望后得到的,且每個樣本可由仿真和實測的天線相關性和場型得到. 如果進一步假設發射端的所有8個天線單元也是非相關且無損的,就可以計算得到瑞利衰落信道環境下8×8 MIMO和2×2 MIMO系統的理論上限容量. 可見,天線在3.4～6.8 GHz內遍歷信道容量大于40 bps/Hz. 天線的峰值遍歷信道容量(仿真)約為 43 bps/Hz,其達到了相同傳播環境下2×2 MIMO系統容量上限值(11.5 bps/Hz)的3.74倍. 由于實測輻射性能略差于仿真值,實測MIMO信道容量相比仿真有略微降低,但實測值仍遠大于2×2 MIMO上限. 所以,提出的8單元MIMO天線體現出了較強的空間復用能力.

圖11 計算得到的遍歷信道容量(信噪比為20 dB)Fig.11 Calculated ergodic channel capacity (SNR=20 dB)

4 結 論

本文提出了一種寬帶8單元MIMO天線設計. 該天線陣列以多枝節單極子為天線單元. 通過激發天線單元的多個模態,實現寬頻覆蓋. 天線單元之間加載的突出T形接地枝節能有效提高隔離度. 提出的天線的-10 dB帶寬為3～7.1 GHz,且在3.3～7.1 GHz內隔離度大于15 dB. 天線滿足系統效率大于80%和增益大于4 dBi兩個條件的重疊帶寬仍然高達69.4%. 仿真和實測方向圖表明,天線能產生良好的輻射分集特性. 在目標sub-6 GHz頻段,計算得到的包絡相關系數接近于0,信道容量遠高于傳統2×2 MIMO系統. 因此,本天線能適用于5G大容量MIMO通信的需求.