W波段寬帶SIW背腔縫隙天線

李翌璇 汪敏 吳躍敏 吳文

(南京理工大學,南京 210094)

引 言

W波段(75～110 GHz)的電磁波大氣吸收率低、波長短、可用頻帶寬,因此在雷達、通信等領域應用廣泛,在遠程高分辨率雷達和傳感器,千兆字節點對點數據傳輸和高分辨率無源成像系統等均有應用[1]. 這些系統需要天線具有高效率、高增益和寬帶特性. 高效率的W波段天線有喇叭天線、拋物面反射天線和波導縫隙天線等. 前兩者是三維結構,應用受到很多限制;波導縫隙天線雖然是平面結構,但體積笨重、加工成本高,難以和平面電路集成. 與金屬波導相比,基片集成波導(substrate integrated waveguide, SIW)采用平面工藝,加工方便,易于電路集成,損耗適中;相應地,SIW縫隙天線成了W波段很好的選擇.

在系統對帶寬特性要求不高的情況下,SIW常被作為高效的饋電方式應用于微帶天線陣列,從而得到高效率或者高增益的設計[2-4], 但這些陣列受到貼片單元的限制,帶寬在7%左右. 背腔縫隙天線有很好的帶寬特性[5], 但SIW腔內單獨饋一根縫隙的設計很少用于W波段天線,原因是腔尺寸小,為減少泄露往往需要增加短路柱的排布密度,不僅難以加工,也難以保證合理的陣元間距. 在毫米波應用中,利用諧振腔的高次模為多個縫隙同時饋電的設計受到重視[6-7]. 這些設計中,利用微帶線或SIW通過一個饋電縫隙在一個大的矩形諧振內激勵出多種模式,然后配合2×2的輻射子陣進行輻射. 一個SIW腔饋多個縫隙的背腔縫隙天線,減少了構成腔體所需要的金屬過孔,不僅簡化了陣列的結構復雜度,降低了加工成本,也減小了金屬損耗. 而腔內的多種諧振模式可以用于實現雙頻或者寬頻輻射. 文獻[6]在X波段設計了微帶線饋SIW腔的縫隙天線陣列,最大增益為15.5 dB,且得到了16.7%的帶寬.

本文應用高次模的SIW腔,設計了一種W波段寬帶SIW背腔縫隙天線. 天線采用雙層基片結構,底層為通過耦合縫隙饋電的SIW結構; 頂層為SIW諧振腔及四條輻射縫隙構成的諧振輻射單元,諧振腔內同時存在TM130與TM310混合模、TM320模以及TM330模三種高次模,和輻射縫隙一起形成多諧特性,實現帶寬拓展. 設計結果顯示,天線的阻抗帶寬為28.6%(78.93～105.24 GHz),覆蓋了W波段75%的頻帶范圍. 在實驗研究中,設計了帶寬為76～91 GHz測試轉換接口,進行了實物加工與測試,實測的S參數方向圖與仿真設計一致性較好. 該天線頻帶寬、交叉極化低、剖面低、易于與平面微波電路集成、加工成本低、易于擴展成平面網絡、構建出高增益的寬帶背腔縫隙天線陣列,具有良好的應用前景.

1 天線設計

1.1 天線結構

如圖1所示,天線由兩塊Rogers-Duroid 5880基板(厚度h=0.508 mm,相對介電常數εr=2.2)和三層金屬層構成. 上層的介質基板用于構造SIW諧振腔,饋電的SIW放置在下層的介質基板中. 最上面的金屬層上蝕刻四條輻射縫隙,向外輻射能量;位于饋電波導與諧振腔之間的金屬層上蝕刻耦合縫隙,將能量從饋電波導耦合入諧振腔. 最下層為金屬地面.

(a) 輻射層 (b) 饋電層(a) Radiation structure (b) Feeding structure

(c) 3D分布圖(c) Distributed perspective 3D view圖1 天線結構圖Fig.1 Antenna structure

1.2 參數選擇

首先考慮饋電SIW的設計. 為了減少電磁波在SIW中的泄露,通孔的直徑d和通孔間的距離dp應該滿足如下條件:

(1)

式中,λ0為波在自由空間中傳播的波長.

SIW諧振腔需要支持多種諧振模式. 它的本征頻率與結構參數的關系符合如下公式:

(2)

式中:εr為介質基板的相對介電常數;μ為介質基板的磁導率;m、n、p分別表示場在x、y、z軸方向上的半駐波數;aeff、beff、ceff分別表示等效諧振腔的長度、寬度和高度.

當aeff=beff,ceff≤aeff且m≠n時,正交模(如TM130和 TM310)可以在諧振腔中以相同的頻率激勵,且能夠混合成新模式在諧振腔中存在.

值得注意的是,不是所有高次模及其混合模式都能夠在諧振腔中激勵,能否激勵主要取決于饋電與輻射的位置和方式[7]. 天線由下層的SIW進行饋電,能量從SIW 上方的耦合縫隙饋入諧振腔,在腔內激勵出工作于W波段的三種模式:TM130與TM310的混合模,TM320模以及 TM330模. 這樣三種諧振模式混合展寬了寬帶,經四條輻射縫隙耦合后實現了寬帶輻射. 優化后的參數如表1所示.

表1 天線結構參數Tab.1 Antenna structure parameters mm

2 模式分析

本節對諧振腔中的多種模式進行詳細討論. 第一種諧振模式為TM130與TM310的混合模式. TM130與TM310在諧振腔中的本征頻率相等,對應設計頻率79.1 GHz. 在給定邊界和激勵條件下形成混合模式,其電場的等值線分布圖如圖2所示. 符號“+”和“-”分別表示電場沿z軸方向垂直向上和垂直向下.

(a) TM130模式 (b) TM310模式(a) TM130mode (b) TM310 mode

(c) TM130、TM310模混合后的新模式(c) Hybrid mode of TM130 &TM130圖2 電場方向Fig.2 E-field distributions

當能量從耦合縫進入諧振腔時,耦合縫兩側沿z軸方向的電場方向將會反向[8-9]. 因此,區域4和6處沿z軸方向的電場方向將會反向,如圖3所示. 同時,在區域2和8中間處的電場也將因為對稱結構而發生改變. 理論與實際仿真得到81.2 GHz頻率下電場的輻射方向如圖4所示,能量沿著四條輻射縫的寬邊進行輻射. 此時,z軸方向的電場相互抵消,只剩y軸方向的分量. 電場在區域4和6的電場密度遠高于區域2和8處,占輻射的主要地位.

(a) 能量進入耦合縫前 (b) 能量進入耦合縫后(a) Before coupling (b) After couplingslot excitation slot excitation圖3 混合模式的電場方向Fig.3 E-field contour map of hybrid mode

(a) 理論分析 (b) 仿真結果(a) Theoretical analysis (b) Simulation results圖4 TM130 和 TM310 混合模的電場分布Fig.4 E-field distribution of hybrid mode of TM130 and TM310

第二種輻射模式為TM320模,對應設計頻率90.1 GHz. 當能量進入諧振腔時,耦合縫兩邊的電場將反向,因此,此時的TM320模電場方向保持不變,如圖5所示. 電場方向沿著y軸,而由于四條輻射縫的存在,電場主要沿y軸在四條輻射縫寬邊中部輻射. 理論與實際仿真得到93.5 GHz頻率下電場的輻射方向如圖6所示.

圖5 TM320 模的電場方向Fig.5 E-Field distributions of TM320mode

(a) 理論分析 (b) 仿真結果(a) Theoretical analysis (b) Simulation results圖6 TM320模的電場分布Fig.6 E-field distribution of TM320

第三種輻射模式為TM330,對應設計頻率106.1 GHz. 當能量從耦合縫進入諧振腔時,耦合縫兩側沿z軸方向的電場方向將會反向. 因此,區域1和3處、4和6處以及7和8處沿z軸方向的電場方向將會反向,如圖7所示. 同時,在區域2、5和8中間處的電場也將因為對稱結構而發生改變. 因此,電場的輻射方向與TM320類似,電場沿著y軸向外輻射. 理論與實際仿真得到104.7 GHz頻率下電場的輻射方向如圖8所示.

(a) 能量進入耦合縫前 (b) 能量進入耦合縫后(a) Before coupling (b) After couplingslot excitation slot excitation圖7 TM330模的電場方向Fig.7 E-field contour map of TM330 mode

(a) 理論分析 (b) 仿真結果(a) Theoretical analysis (b) Simulation results圖8 TM330模的電場分布Fig.8 E-field distribution of TM330

3 仿真結果

本設計通過HFSS軟件仿真,得到的仿真結果與分析一致,出現了對應三種模式的三重諧振點,如圖9所示. 可以看出:三個諧振點頻率分別為81.84 GHz、93.53 GHz、104.84 GHz; -10 dB的阻抗帶寬為79.93～105.24 GHz(28.6%),覆蓋了W波段75%的頻帶范圍.

三個諧振頻率上對應的方向圖如圖10所示.三個諧振頻率的增益分別為7.92 dB、9.22 dB、9.92 dB;交叉極化都低于-45 dB. 可以看出,該天線在頻帶內方向圖穩定,交叉極化低.

圖9 天線的S11參數Fig.9 S11 parameter of the antenna

(a) 81.84 GHz

(b) 93.53 GHz

(c) 104.84 GHz圖10 天線方向圖Fig.10 Radiation pattern of the antenna

4 測試結果

對W波段天線進行回波損耗和方向圖測試時,測試設備需要采用W波段標準矩形波導(內部尺寸2.54 mm.×1.27 mm)接口連接. 為此,本文設計了如圖11所示的從SIW到矩形波導的轉換結構[10]. 該結構帶寬有限,可以對SIW短路和轉換膜片的尺寸進行分段設計. 本文僅給出76～91 GHz頻帶范圍內的實物加工與測試. 加工采用普通激光印刷電路板(printed circuit board, PCB)工藝,分別對SIW諧振腔天線、饋電SIW及波導轉換結構的兩層基板進行加工,通過基板四周設置安裝和定位孔用螺釘進行組裝,加工的兩層基板以及組裝后的天線實物照片如圖12所示.

圖11 SIW至標準矩形波導的轉換Fig.11 Transition from SIW to standard rectangular waveguide

圖12 天線實物Fig.12 Antenna prototype

對天線的S參數測試采用了Agilent公司生產的矢量網絡分析儀. 加轉換結構前后S11參數仿真結果以及實際測試的S11結果如圖13所示. 可以看出天線的實際工作帶寬受到轉換結構的影響變為76.4～91 GHz,因此僅給出75～94 GHz頻段內的實測結果,與仿真的帶寬基本一致,除了82.6 GHz的諧振點與仿真有些偏差,其他吻合得很好. 測試結果產生偏差的原因主要有PCB工藝的加工誤差,采用螺絲安裝定位的誤差以及測試連接誤差等. 由于W波段的天線尺寸小,縫隙的加工與安裝誤差對天線的影響相對較大[11].

天線的方向圖采用W波段信號源加低噪放發射,待測天線接W波段接收檢波系統進行測試. 分別對頻段內80 GHz和90 GHz兩個頻率上的主極化方向圖進行了測試,歸一化結果如圖14所示. 由于天線尺寸較小,天線增益小,加上測試環境不夠理想,得到的方向圖信噪比不夠好,同時安裝部件也會有一定影響,但實測方向圖與仿真結果基本一致. 交叉極化太小,未能獲得準確的測量結果. 兩個頻率上的半功率波束寬度仿真與測試結果見表2,數值較為相符.

圖13 天線的S11 參數Fig.13 S11 parameter of the antenna

(a) 80 GHz

(b) 90 GHz圖14 天線方向圖Fig.14 Radiation pattern of the antenna

頻率/GHz仿真E面/(°)實測E面/(°)仿真H面/(°)實測H面/(°) 8029.229.225.224.6 9048.646.423.824.0

5 結 論

本文應用高次模的SIW腔,設計了一種W波段寬帶SIW背腔縫隙天線. 諧振腔內同時存在TM130與TM310混合模、TM320模以及TM330模三種高次模,從而有效展寬了天線的阻抗帶寬,達到28.6%(78.93～105.24 GHz),覆蓋了W波段75%的頻帶范圍,且交叉極化很低. 實驗驗證中因受到了測試設備接口轉換的限制,僅給出76～91 GHz頻帶范圍內的測試結果,與仿真結果吻合得較好. 該天線可以用作拋物面天線的初級饋源,也可直接擴展成低剖面的高增益寬帶背腔縫隙天線陣列,具有良好的應用前景.