雙極化方向回溯整流天線陣列設計與實驗

楊雪霞 梅歡 朱戈亮

(上海大學 上海先進通信與數據科學研究院 特種光纖與光接入網重點實驗室 特種光纖與先進通信國際合作聯合實驗室,上海 200444)

引 言

高效的微波能量傳輸系統,需要接收整流天線的電磁波極化方向和波束方向與發射天線嚴格對準,否則整流天線效率將急劇下降. 圓極化整流天線能減小極化失配帶來的能量損失,可以在收發天線相對旋轉的情況下保持輸出電壓的穩定,但是當最大方向對不準時,也不能維持輸出電壓的穩定[1-2];而且圓極化天線不能接收旋向相反的圓極化波. 雙極化天線則可接收任意方向的線極化和圓極化波,更具優越性. 為了在寬入射角度內保持整流天線輸出電壓的穩定,可以采用具有較寬波束寬的非均勻天線陣[3];但是非均勻天線陣增益遠遠低于均勻天線陣,且非均勻陣由許多大小不等的陣元組成,設計與實現較為復雜.

方向回溯天線陣不需要準確的來波信息就可以將入射波沿著來波方向發射回去,能夠在較大的角度內實時跟蹤來波. 其自動波束掃描性能已經應用于一些無線通信系統[4-5]和射頻識別[6-7],特別適應于通信鏈路不固定的場合,如基站和移動用戶之間,移動用戶和移動用戶之間的通信[5]. 系統的方向回溯功能完全通過硬件實現,不需要額外的算法和數字電路,反應速度很快. 它主要有兩種陣列結構:相位共軛陣和Van Atta陣. 前者需要混頻電路以及本振信號,使得與整流天線集成設計及整個系統變得復雜;Van Atta天線陣通過特定長度傳輸線將陣元連接起來,可以是無源的,結構簡單,容易與整流電路集成,從而構成方向回溯整流天線陣. 文獻[8-9]將相位共軛回溯天線陣用于微波輸能系統設計,固態相控陣發射天線陣列中有一個單元用來接收整流天線陣列的信標信號,產生相位共軛的混頻器等置于整流天線陣列面上. 文獻[10]設計的2×2元Van Atta圓極化整流天線陣列,在最大方向上,當功率密度為10 mW/cm2時,MW-DC轉換效率73.3%,直流輸出電壓2.48 V,且在[-10°,10°]角度范圍內基本不變,在小于45°范圍內電壓比為0.9.

本文提出由雙極化方向回溯Van Atta天線陣和差分整流電路組成的方向回溯整流天線陣,它能夠避免接收波束未對準和收發天線極化失配而造成整流天線MW-DC轉換效率的急劇下降,使整流天線在寬入射角和任意極化時仍能保持穩定的直流輸出,適用于遠距離微波能量傳輸系統. 設計并測試了C波段2×2元陣列,驗證了設計的有效性.

1 雙極化縫隙耦合微帶天線設計

采用雙極化縫隙耦合微帶天線作為方向回溯整流天線陣列的接收單元,在兩個極化方向上分別獲得方向回溯性能,從而解決接收天線極化和方向的對不準問題. 雙極化縫隙耦合微帶天線有三個優點:其一,微帶饋線和接收貼片置于不同介質層,不僅減小相互影響,而且便于多元陣列設計,減小饋電網絡占用面積;其二,縫隙耦合雙層結構具有諧波抑制功能,能有效地抑制由于二極管非線性在電路中產生的高次諧波,省去了整流電路中的濾波器,使得整流天線陣列結構緊湊;其三,雙層結構在一定程度上可以增加天線的帶寬和增益.

圖1是雙極化天線結構圖,天線由雙層介質板構成,有三層金屬層.頂層是星形輻射貼片,在組陣時能減小陣元之間的相互耦合;中間層是接地板,開有兩個相互正交的耦合縫隙,縫隙呈漸變“工”字形,用于阻抗匹配;底層是兩個正交的微帶饋線,分別激勵水平和垂直極化波.

(a) 貼片天線 (b) 側視圖 (a) Patch antenna (b) Side view

(c) 耦合縫隙與饋線(c) Coupling slot and feedline圖1 雙極化天線結構圖Fig.1 Structural diagram of dual polarized antenna

采用ANSYS高頻結構仿真軟件HFSS進行仿真設計,工作頻率為5.8 GHz. 兩層介質的相對介電常數均為2.65,正切損耗角為0.002,上下層的厚度分別為h1=1.5 mm,h2=0.8 mm,銅箔厚為0.035 mm. 饋線寬度均為2.2 mm,使其特性阻抗為50 Ω,可直接與整流電路集成. 最終設計的天線結構參數為:w=27.5 mm,l=27.5 mm,wp=14.9 mm,lp=14.9 mm,a=13mm,b=5 mm,w50=2.2 mm,ws1=2 mm,ls1=5.4 mm,ws2=2 mm,ls2=6.8 mm,lo1=2.66 mm,lo2=2.1 mm,O1=2.2 mm,O2=1.8 mm.

圖2給出了雙極化天線的測試S參數曲線.兩個端口的公共阻抗帶寬(S11、S22≤-10 dB)為3%(5.96～6.14 GHz),中心頻率為6.05 GHz,與仿真的中心頻率5.8 GHz有250 MHz的頻偏. 誤差主要來源于加工和測試,天線雙層結構是采用塑料螺釘固定的,上下層介質板之間存在空氣間隙,會使得頻率上升. 兩端口的實測隔離度較好,在有效帶寬內大于35 dB. 在二次諧波12.1 GHz上,垂直極化端口的反射系數為-0.8 dB,水平極化端口的反射系數為-4.6 dB,可見該天線具有良好的諧波抑制功能,且垂直極化端口的性能優于水平極化端口. 測得天線在頻率為6.05 GHz時垂直和水平極化端口增益分別為6.5 dBi和6.3 dBi,用于后面計算整流天線在遠場區接收到的能量.

圖2 雙極化天線S參數的測試頻響特性Fig.2 Frequency response characteristics of S parameters for dual polarized antenna

2 差分整流電路設計

方向回溯整流天線陣需要差分整流電路. 圖3(a)給出了所設計的差分整流電路結構圖,它由輸入匹配電路、二極管和直通濾波器組成,由于接收天線具有諧波抑制功能,因此整流電路無需設計輸入低通/帶通濾波. 為了使電路小型化,用150 pF的電容作為輸出端直通濾波器,來進一步濾除高次諧波和基波,二極管至電容之間的微帶線用于消除二極管的虛部達到匹配,其長度約為λ/4. 直通濾波器的兩個輸出端與負載電阻相連.

(a) 結構圖 (b) 實物(a) Structure diagram (b) Prototype圖3 差分整流電路結構和實物Fig.3 Differential rectifier circuit structure and prototype

整流二極管是整流電路中的關鍵元件,對于不同頻率和不同功率選擇合適的整流二極管,有助于設計高效率整流電路. 這里采用 MA-COM 公司的 MA4E1317 肖特基二極管,其導通電壓低、損耗小、反應速度快. 二極管等效電路參數為:結電容Cj0=0.02 pF,串聯電阻Rs=4 Ω,反向擊穿電壓Vbr=7 V,正向導通電壓Vbi=0.7 V,理論上工作頻率可達80 GHz. 為了便于和接收天線集成,整流電路也采用0.8 mm厚的F4B-2介質板,如圖3(b)所示. 整流電路優化后的結構參數為:w50=2.2 mm,g=0.45 mm,w1=3.45 mm,l1=7.0 mm. 由于差分電路兩端口信號存在180°相位差,需要連接0°/180°電橋測試其MW-DC整流效率,整流電路輸入端接信號源和放大器. 電路整流效率計算公式為

(1)

式中:RL為整流電路負載值;VL為負載兩端電壓;Pin為經過放大器后輸入到整流電路的微波功率.

圖4給出了整流電路在6.05 GHz頻率時，不同輸入功率下整流效率隨負載變化曲線. 可見，隨著負載的增加，整流效率增大；隨著輸入功率的增加，整流效率增大. 不同功率具有相同的最佳負載240 Ω.

當負載為240 Ω,頻率為6.05 GHz時,整流效率和輸出電壓隨輸入功率變化曲線如圖5所示. 可見,整流效率和直流輸出電壓隨著輸入功率升高而增大,當輸入功率為20 dBm時,整流電路最大整流效率為73.8%,輸出直流電壓為4.21 V. 當輸入功率為21 dBm時,整流效率急劇下降為64%,而輸出電壓趨于不變. 當功率再增加時,整流二極管將被擊穿.

圖4 不同輸入功率下整流效率隨負載變化曲線Fig.4 Test curves of rectifier efficiency versus load change with different input power

圖5 整流電路效率和輸出電壓隨輸入功率變化曲線Fig.5 Curves of efficiency and output voltage of rectifier circuit versus input power

通過以上實驗發現,MA4E1317二極管的反向擊穿電壓約11 V,大于給定值. 而根據整流原理,當輸出電壓達到Vo=Vbr/2.2時二極管能獲得最高的效率,此時整流電路效率也最高.

3 2×2方向回溯整流天線陣列

基于以上雙極化天線單元和差分整流電路,設計2×2元雙極化方向回溯整流天線陣列,并建立測試系統,驗證其方向回溯性能.

3.1 陣列設計

方向回溯Van Atta天線陣最早由L.C. Van Atta在1959年的專利中提出[11],它是由多個與陣列幾何中心對稱的天線單元對組成,通常陣元數為偶數,圖6是線陣和面陣示意圖. 每個天線對用等電長度或者相差整數個工作波長的傳輸線連接,工作時,陣列中每一個天線單元接收的信號被與它成幾何對稱的另外一個天線單元再輻射出去,起到方向回溯的功能,如圖6(a)所示.

(a) 線陣 (b) 面陣(a) Linear array (b) Area array圖6 四元Van Atta陣Fig.6 Four element array of Van Atta

天線陣元間距過大將會出現柵瓣,陣元間距過小則導致單元互耦嚴重而引起方向圖畸變. Van Atta陣元間距應當滿足公式

(2)

式中:d為陣元間距;λ0為自由空間波長;θin是入射波的角度. 因此,理論上,為了實現-90°至+90°的掃描范圍,陣元間距d應為0.5λ0.

由于上述接收天線饋線和整流電路輸入阻抗均為50 Ω,可以直接集成,如圖7(a)、(b)、(c)所示. 方向回溯整流天線陣包括頂層的4個貼片天線、中間層的接地板及耦合縫隙和底層的4個差分整流電路,陣元間距約0.5λ0,即d=25.8 mm. 方向回溯特性實現原理如圖7(d)所示,當二極管被入射波導通時,對于天線而言,l1和l2構成垂直極化方向回溯天線陣,l3和l4構成水平極化方向回溯天線陣. 這時二極管不僅起到整流的作用,而且還是回溯電路的開關. 理論上應在-90°至+90°內進行掃描,但是由于陣元之間的耦合,掃描角度會小于這個角度. 將兩個極化直流輸出相并聯,形成1×2并聯陣列,其連接方法如圖7(e)所示,端口標號在圖7(c)中. 根據整流天線并聯組陣理論[10],二元并聯陣列的最佳負載應該為單元的一半,在這里為120 Ω.

(a) 頂層-貼片天線 (b) 中間層-接地板上的耦合縫隙 (a) Top layer-patch (b) Middle layer-coupling slotantenna on the floor

(c) 底層-整流電路(c) Bottom-rectifier circuit

(d) 方向回溯等效饋線 (e) 直流連接方法(d) Retrodirective equivalent (e) DC connection feedlines 圖7 2×2方向回溯整流天線陣結構及方向回溯原理Fig.7 Structure of 2×2 retrodirective rectenna array and the operation principle

3.2 實驗測試

實際加工并測試了2×2雙極化方向回溯整流天線陣,天線實物照片和效率測試系統如圖8所示. 整流天線陣置于距發射天線75 cm的遠場區. 測試整流天線效率時,保持θin為0°,收發天線極化一致(即φ=0°),改變發射功率,測試整流天線輸出電壓. 測試整流天線陣方向回溯性能時,整流天線繞著其中軸線轉動,即改變θin,測試整流天線輸出電壓隨入射角變化情況.

(a) 正面照片 (b) 背面照片 (c) 方向回溯測試(a) Front (b) Back (c) Retrodirective measurement

(d) 實測照片(d) Measurement setup圖8 方向回溯整流天線實物圖和測試系統Fig.8 Prototype and testing system of direction rectified rectifying antenna

整流天線轉換效率的計算公式如下:

(3)

式中:RL和VL與式(1)的意義相同;Pr為整流天線接收到的功率,可根據Friis傳輸方程計算得到,

(4)

式中:Pt是發射功率;Gt和Gr分別是發射和接收天線增益;D是傳輸距離;λ是工作波長.RL=120 Ω,頻率f=6.05 GHz.

在φ=0°,θ=0°方向上兩個極化端口的輸出電壓和整流效率隨入射波功率密度變化曲線如圖9所示. 輸出電壓和整流效率均隨著入射波功率密度增加而增加,當功率密度為4.32 mW/cm2時獲得70.8%的最高整流效率.

(a) 輸出電壓(a) Output voltage

(b) 整流效率(b) Rectifying efficiency圖9 在φ=0°,θ=0°方向上兩個極化端口測試電壓和整流效率隨功率密度變化曲線Fig.9 Measured voltages and efficiencies versus rectifyingdensity at two polarization ports in the direction of φ=0°,θ=0°

將整流天線放置在轉臺上,使得整流天線繞著轉臺中心旋轉(φ=0°,θin變化),測試整流天線輸出電壓隨入射波角度變化情況,并用θin=0°上的電壓進行歸一化. 圖10給出了不同功率密度下,垂直極化端口電壓及歸一化電壓比隨入射角度變化曲線. 可以發現,輸出電壓在θin=0°時最大,當角度變大時輸出電壓逐漸下降. 在入射波功率密度為2.16 mW/cm2時,歸一化電壓比大于90%的入射角度范圍為[-27°,27°],歸一化電壓比大于80%的入射波角度范圍為[-37°,37°];在入射波功率密度為3.43 mW/cm2時,歸一化電壓比大于90%和80%的入射角度范圍分別為[-28.5°,28.5°]和[-38°,38°]. 隨著入射波功率密度的增加,不同角度上的電壓比也有所增加.

(a) 輸出電壓隨入射角變化(a) Output voltage versus incident angle

(b) 輸出電壓比隨入射角變化(b) Output voltage ratio versus incident angle圖10 不同功率密度下垂直極化端口測試曲線Fig.10 Vertical polarization port test curves with different power density

圖11給出了不同功率密度下,水平極化端口電壓和電壓比隨入射角度變化曲線.在入射波功率密度為3.43 mW/cm2時,歸一化電壓比大于90%和80%的入射角度范圍分別為[-21°,21°]和[-30°,30°];在入射波功率密度為5.20 mW/cm2時,歸一化電壓比大于90%和80%的入射角度范圍分別為[-23°,23°]和[-31°,31°]. 水平極化端口方向回溯性能稍劣于垂直極化端口.

(a) 輸出電壓隨入射角變化(a) Output voltage versus incident angle

(b) 輸出電壓比隨入射角變化(b) Output voltage ratio versus incident angle圖11 不同功率密度下水平極化端口測試曲線Fig.11 Horizontal polarization port test curves with different power density

4 結 論

本文提出了雙極化方向回溯整流天線陣,在微波輸能系統的收發天線電磁波波束和極化方向未能對準的情況下,使整流天線仍能保持穩定的直流輸出. 設計并測試了C波段2×2方向回溯整流天線陣列. 實驗結果表明:雙極化端口在較寬的入射角范圍內電壓變化小,均有穩定的直流能量輸出. 雙極化方向回溯整流天線陣可以有效地解決整流天線陣列波束方向和極化方向對不準問題,在遠距離微波輸能系統中具有較高的應用價值.