基于多模濾波器概念的寬帶天線設計

2018-09-12 05:04:30褚慶昕羅宇鄭東澤吳銳

電波科學學報 2018年4期

褚慶昕羅宇鄭東澤吳銳

(華南理工大學,廣州 510640)

引言

近年來,隨著無線通信的快速發展,天線需要同時覆蓋多個頻段,因此需要天線具有非常寬的頻帶．例如,對于現代基站天線而言,不僅需要寬的阻抗帶寬,同時需要寬的方向圖帶寬、增益帶寬等等．寬帶天線的種類很多[1-2],例如,粗導體偶極子、椎形天線、行波天線和等角螺旋天線、對數周期天線等非頻變天線．對于許多應用而言,粗導體天線尺寸雖然可以滿足要求,但帶寬不足;行波天線和非頻變天線具備了足夠的帶寬,但尺寸又太大．實際上,除了教科書中介紹的寬帶天線外,近年來出現了許多小型的寬帶甚至超寬帶天線,例如,在文獻[3]中,褚慶昕等通過對矩形單極子天線切角實現了3.1～10.6 GHz阻抗寬帶特性．文獻[4]中通過多個C形天線的組合實現了更寬的阻抗帶寬特性．遺憾的是,這類天線的文章中很少闡述其寬帶的本質機理．通過輸入阻抗和電流分布的觀察,對比多模濾波器理論,我們發現,這類天線的機理本質上就是多模天線．多模天線是指由多個模式組合而成的天線,通過控制輻射單元的多個模式或者引入新的諧振模式實現寬帶特性．對于小型化的寬帶天線而言,可以說,多模結構才是最合適的選擇．圖1給出了多模天線基本概念的說明．假設諧振單元有二個諧振模式,圖1(a)所示．一般情況下這二個模式的諧振頻率相隔較遠,無法形成寬帶．如果找到一種方法,能夠控制這些模式到適當的位置,就有可能形成寬帶,如圖1(b)所示．就電路特性而言,多模天線的本質是多模濾波器的原理,所不同的是,多模天線在保證阻抗帶寬的同時還要滿足方向圖帶寬,因此,要求在每個模式上天線要具有相似的電流分布．本文基于支節加載寬帶濾波器的基本原理,提出了基于枝節加載偶極子的多模寬帶天線,演示了一種典型的多模寬帶天線的設計方法．所設計實現的天線在阻抗、方向圖等方面都滿足了基站天線的要求,可應用于現代基站天線．

(a) 兩個諧振模式 (b) 二個模式到適當的位置形成寬帶 (a) Two resonances form broadband at (b) Two modes to appropriate position圖1 多模寬帶天線的基本機理Fig.1 Mechanisms of multi-mode broadband antenna

1 支節加載多模濾波器原理

圖2所示為基于支節加載諧振器實現的多模微帶濾波器．通過奇偶模分析可以得到兩個獨立模式的諧振頻率,如式(1)和(2)所示(其中,Z1,L1,Z2,L2分別表示半波長諧振器和短路線的特性阻抗和長度,c是真空中的光速,εeff是基片的有效介電常數,n=1,2,3…)．因此,通過改變支節和諧振器的尺寸,就可以獨立地控制兩個模式,從而實現雙模寬帶濾波器．文獻[5]給出了一種基于支節加載諧振器的超寬帶濾波器,工作帶寬達到了3.1～10.6 GHz．

(a) 結構(a) Structure

(b) 奇偶模分析(b) Analysis of odd and even modes圖2 支節加載多模濾波器Fig.2 Stub-loaded multi-mode filter

(1)

(2)

2 支節加載偶極子

我們把支節加載寬帶濾波器的概念用于偶極子天線．在饋電端口并聯加載了開路支節和短路支節,結構及尺寸如圖3所示．圖4給出了采用HFSS軟件仿真得到的偶極子和支節加載偶極子天線的輸入阻抗的實部、虛部和|S11|．可以看到,加載支節后,偶極子輸入阻抗的虛部零點發生了移動,隨著開路支節的增加,虛部零點向低頻聚集．一個更有趣的現象是,輸入阻抗的實部同時逐漸變緩,這為實現天線的寬帶阻抗特性提供了可能．我們知道,阻抗虛部為零意味著諧振,虛部零點的移動意味著諧振模式的移動．因此,支節加載實質上就是控制了偶極子幾個諧振模式的聚集．圖5給出了支節加載偶極子的電流分布,可以看出,支節上的電流是相反的,輻射的電磁波在空間相互抵消,因此,支節加載幾乎沒有改變偶極子的電流分布,可以判斷,方向圖也會保持不變．

圖3 支節加載偶極子Fig.3 Stub-loaded dipole

(a) 偶極子的輸入阻抗實部和虛部(a) Real part and imaginary part of a stub-loaded dipole

(b) 支節加載偶極子的輸入阻抗虛部(b) Imaginary part of a stub-loaded dipole

(d) 支節加載前后的|S11|(d) |S11| with and without loaded stubs圖4 HFSS仿真的阻抗和|S11|Fig.4 HFSS simulation impedance and |S11|

圖5 支節加載偶極子的電流分布Fig.5 Current distribution of the stub-loaded dipole

為了能夠更好地理解支節加載偶極子寬帶化的原理,我們基于傳輸線等效電路進行分析．假設半波偶極子等效為一段四分之一波長的開路線,終端接空間阻抗,如圖6(a)所示．圖6(b)為加載單短路支節的偶極子等效電路．針對圖3的偶極子尺寸,假設傳輸線特性阻抗為100 Ω,空間阻抗為300 Ω．誠然,這個等效電路的假設并沒有嚴格的理論依據,但是所計算的輸入阻抗(圖7(a))與HFSS全波仿真結果卻非常相似．圖7(b)和圖7(c)分別為根據這個等效電路計算的輸入阻抗和|S11|,其中支節長度為0.2λ(λ為諧振點中心頻率對應的波長)．可以看到,單支節加載的偶極子在工作帶寬內聚集了三個阻抗虛部零點,即諧振模式,阻抗實部在50 Ω左右變化,因此帶寬明顯大于只有單個模式的無支節加載的偶極子．圖8給出了圖3所示的支節加載偶極子的傳輸線等效電路及其所計算的輸入阻抗．可以看到,基于傳輸線電路仿真的輸入阻抗和HFSS仿真的輸入阻抗是一致的,說明所提出的傳輸線等效電路是可行的．

為了減小支節所占的空間,根據倒L天線的原理,我們提出了倒L形支節加載偶極子,如圖9所示．可以看到,隨著倒L支節長度的增加,諧振模式同樣可以向低頻方向聚集．

(a) 偶極子(a) A dipole

(b) 單支節加載偶極子(b) A one-stub-loaded dipole

(a) 傳輸線等效電路 (a) Equivalent circuit

(b) 電路仿真的輸入阻抗 (b) Input impedance by circuit simulation

(c) HFSS仿真的輸入阻抗 (c) Input impedance by HFSS圖8 加載開路和短路支節的偶極子的傳輸線等效電路和輸入阻抗Fig.8 Equivalent circuit of open-stub and shorted-stub-loaded dipole and input impedance

圖9 倒L支節加載偶極子及其|S11|Fig.9 Return losses of inverted-L stub-loaded dipole

3 應用

3.1 應用一

根據上一節提出的基于支節加載偶極子展寬帶寬基本原理,褚慶昕等提出了一款單極化基站天線[6]．天線結構如圖10所示,兩個平行的短路單支節加載偶極子印制在介電常數為2.55的介質基板上,基板置于地板正上方四分之一波長處;兩個偶極子之間相距半個波長;偶極子通過平行雙線進行饋電;射頻信號從同軸線饋入,先轉化到微帶上,然后漸變到平行雙線上,并通過單支節阻抗匹配器實現匹配．天線的加工實物如圖11所示．圖12、圖13和圖14分別給出了仿真和測試的|S11|、天線的增益和半功率波瓣寬度、天線的輻射方向圖,測試與仿真結果吻合良好．結果顯示,天線在1.71～2.69 GHz頻段內,|S11|小于-15 dB,增益為9.5±1 dBi,E面半功率波瓣寬度為65±4°,H面半功率波瓣寬度為64±5°,帶內方向圖穩定．

圖10 單極化天線結構圖Fig.10 Structure of the single-polarized antenna

圖11 單極化天線實物圖Fig.11 Prototype of the single-polarized antenna

圖12 單極化天線的|S11|Fig.12 |S11| of the single-polarized antenna

圖13 單極化天線的增益和半功率波瓣寬度Fig.13 Gain and HPBW of the single-polarized antenna

(a) 1.7 GHz H面 (XZ平面) (b) 1.7 GHz E面 (YZ平面)(a) 1.7 GHz H plane (XZ plane) (b) 1.7 GHz E plane (YZ plane)

(e) 2.7 GHz H面 (XZ平面) (f) 2.7 GHz E面 (YZ平面)(e) 2.7 GHz H plane (XZ plane) (f) 2.7 GHz E plane (YZ plane)

圖14 單極化天線的輻射方向圖Fig.14 Radiation patterns of the single-polarized antenna

3.2 應用二

基于倒L支節加載偶極子,褚慶昕等提出了一款雙極化基站天線[7],結構如圖15所示．該天線的兩對開口環形偶極子通過耦合實現饋電,偶極子臂上加載L型支節．耦合饋電片印制在介質板(FR4,厚度為0.8 mm,介電常數為4.4)的頂層,加載L支節的偶極子印制在介質板的底層．天線優化后的主要參數為(單位:mm):Lg=120,H2=5,H1=36,Ls=90,dip_len=32.6,stub_len1=5,slot_w=0.23,stub_len2=22.4,dip_w=1.5．

圖16給出了天線仿真和測試的駐波比及隔離度．結果顯示天線相對帶寬達到了25.6%,在1.7～2.2 GHz范圍內電壓駐波比(voltage standing wave ratio, VSWR)<1.5, 端口隔離度大于27 dB．圖17給出了1端口的激勵結果,實測的增益為8.1±0.8 dBi,半功率波瓣寬度(Half-power beamwidth，HPBW)為65±4.2°,與仿真結果吻合良好．端口1激勵時的輻射方向圖(水平面)如圖18所示,該天線在整個帶內具有穩定的輻射方向圖．