應用于汽車雷達的X波段二倍頻器

(重慶郵電大學 光電工程學院,重慶 400065)

近年來,隨著生活水平的提高,道路上的汽車越來越多,由此帶來的交通安全問題逐漸成為社會關注的焦點。作為一種交通預警裝置,汽車雷達是降低交通事故的首選設備。目前市場上對高性能、低成本的汽車雷達的需求越來越迫切[1]。

相對應地,汽車雷達用毫米波頻率源成為了研究熱點[2]。目前,24 GHz與77 GHz為常見的汽車雷達頻段,此頻段毫米波信號源主要通過對穩定的微波信號進行多次倍頻來獲取[3]。然而直接對微波信號進行多倍頻會導致倍頻效率和輸出功率均較低的問題。相比之下,選擇先將微波信號進行二倍頻,再以此信號驅動下級倍頻器實現四倍頻成為了比較主流的毫米波信號源獲取方式。文獻[4]介紹了一種在12 GHz頻率源后串接K波段二倍頻器來獲取24 GHz頻率源的方法,但12 GHz頻率源相對于6 GHz頻率源來說成本偏高。本文基于6 GHz頻率源設計X波段倍頻器,以降低獲取12 GHz頻率源的成本。

目前,毫米波倍頻器主要以二極管倍頻器為主,文獻[5]介紹了一種180～190 GHz固態平衡式無源二倍頻器,倍頻損耗最小為16.8 dB,最大為22 dB。文獻[6]則介紹了一種140～152 GHz二倍頻器,在20 dBm的輸入功率下輸出6 dBm。這兩個二倍頻器均是基于二極管進行設計的,具有寬帶應用的特性,但本次設計的X波段倍頻器為24 GHz倍頻器的前驅倍頻器,要求X波段倍頻器為窄帶倍頻器,同時對諧波抑制良好,因此選擇FET倍頻器作為設計主體。文章通過對FET倍頻器的設計原理進行分析,使用仿真軟件基于NEC公司的MESFET,通過軟件設計與硬件調試相結合的方式設計出應用于24 GHz汽車防撞雷達的前驅二倍頻器。

1 倍頻原理

理論上,各種半導體元件只要具有非線性,都可以用來構成倍頻器。在固態電路中,采用的非線性元件一般是半導體二極管。某些情況下,還可以采用微波場效應管,如MESFET等實現頻率變換。

本文設計的倍頻器為FET倍頻器,圖1示出了FET倍頻器的結構圖,此電路的輸入回路需調諧于基波且對高頻諧波有抑制,以此來保證此電路輸入通路只有基波信號通過而無高次諧波泄露。此電路輸出回路調諧于輸入信號頻率的第n次諧波,對其他諧波與基波都是短路的,以此來保證此電路輸出回路只有第n次諧波輸出而無基波以及其他諧波輸出。通過改變柵壓此電路可制成三種類型的倍頻器,分別為A類、B類和AB類。

圖1 FET倍頻器結構圖Fig.1 Structure diagram of FET frequency doubler

其中,A類倍頻器柵極偏置電壓在φ附近 (φ為柵極肖特基勢壘電壓),利用ID的限幅效應得到半波,導通角θ=2π,直流分量較大,但倍頻效率很低。

B類、AB類漏極輸出波形與A類相比有更多的諧波分量,因而常被用于高效率倍頻器的設計。

其中以AB類效率最高,此類倍頻器柵極偏壓處于φ與夾斷電壓VP之間,大信號輸入時限幅與夾斷效應同時出現,引起漏極電流的上下截頂。此類倍頻器不能用于偶次倍頻器的研制,且工作電流大,容易自激。

B類倍頻器柵極偏壓在VP附近,利用管子的夾斷效應得到尖峰脈沖電流,相對而言管耗比較低且倍頻效率比較高,在防自激方面也有著一定的優勢。綜合考慮三種類型的FET倍頻器的優缺點,本次設計采用B類倍頻器[7]。

FET管倍頻器在實際應用中大多數工作在截止模式,漏極電流可用如下傅里葉級數展開:

對B類倍頻器,有各次諧波幅值:

式中:IDmax為漏極電流峰值;VGSmax為柵極飽和電壓;VGSmin為柵極反向電壓峰值。

2 二倍頻器的設計

本次設計的X波段二倍頻器為24 GHz倍頻器的前驅倍頻器,為下一級K波段倍頻器提供X波段輸入信號。二級倍頻器選擇 ADI公司型號為HMC448LC3B的倍頻器芯片,該芯片輸入頻段為10～12.5 GHz,在-4～6 dBm的輸入功率下二倍頻輸出11 dBm的信號,滿足24 GHz汽車雷達頻率源的輸出要求。基于此,本文所設計的前級二倍頻器工作頻段為5.9～6.1 GHz,中心頻率為6 GHz,要求在10 dBm的驅動功率下輸出功率達到 -4 dBm以上,諧波抑制大于15 dB。基于以上指標,本設計采用NEC公司型號為NE900100的MESFET作為FET倍頻器的核心倍頻部件。根據datasheet,該晶體管典型夾斷電壓VP為 -3.5 V,截止頻率高達20 GHz。

2.1 夾斷電壓選取

夾斷電壓的選取決定了晶體管是否能夠正常穩定工作,在ADS軟件中利用NEC公司官網提供的NE900100 ADS仿真模型得出該晶體管的I-V特性曲線,仿真結果如圖2所示。仿真結果顯示當VGS＜-3.5 V時,ID=0 mA,此時MESFET工作在截止區。當VGS=0 V時,漏極電流峰值IDmax=243 mA。綜合考慮,選取夾斷電壓VP=-4 V。

圖2 NE900100 MESFET的I-V仿真特性曲線Fig.2 I-Vcharacteristic curves of simulation of NE900100

2.2 偏置電路設計

由于本設計采用MESFET來制作倍頻器,因此,輸入輸出匹配電路中會有直流偏置電路的存在。直流偏置電路主要起到帶阻濾波器的作用,在通過直流饋電的同時抑制射頻信號的泄露。

圖3中的三種偏置線是三種較為典型的偏置結構,使用仿真軟件分析了這三種偏置結構在6 GHz為中心頻點的寬帶范圍內的S參數特性,仿真結果如圖4所示。

圖3 三種典型偏置線結構圖Fig.3 Three structures of typical offset line

圖4的仿真結果表明這三種偏置結構在4～8 GHz內S11均大于-2 dB。對比仿真結果,圖3(a)這種傳統的偏置電路具有寬頻帶的特點,在2～9 GHz的范圍內S11均大于-2 dB的同時S21小于-10 dB,缺點是曲線比較平滑,在可用頻段內沒有比較明顯的變化,對5.5～6.5 GHz的射頻信號衰減只有23～25 dB,中心頻點處衰減為25 dB;圖3(b)這種新型的單扇形偏置電路在中心頻點處S21達到-45 dB,在5.5～6.5 GHz的頻段內S21也能達到-30 dB,對于本次設計所涉及到的頻段衰減較為明顯,缺點是帶寬比較窄;圖3(c)[6]這種四扇形偏置電路在2.3～10.6 GHz的寬帶范圍內S21小于-20 dB,且S11在此頻段內均大于-2 dB,是圖3這三種偏置結構中防止射頻信號泄漏效果最好的,但是缺點是結構過于復雜,占板空間大,在進行版圖設計時排版困難。綜合考慮上述三種結構的優劣,本設計采用圖3(b)這種單扇形結構。

圖4 三種典型偏置線S參數仿真結果圖Fig.4 Simulation results of S parameter of three structures of offset line

2.3 X波段二倍頻器設計

FET倍頻器的設計關鍵在于輸入端與輸出端要根據不同的頻段分別進行匹配。本次設計的二倍頻器輸入端匹配電路的設計應考慮對基波匹配的情況下對二次諧波要有反射。輸出端電路的設計應考慮對二次諧波匹配的情況下對基波要有抑制。

此外,還需要在輸入匹配電路的前端添加隔直電路,并在輸出匹配電路的后端添加有隔直作用的濾波器,在濾除雜波的同時防止直流泄露。由于本次設計的倍頻器為X波段,表貼電容或者梁式引線電容雖然也適用,卻有著價格昂貴、焊接困難以及對信號影響較大的缺點。因此采用文獻[9]中提出的一種四分之一波長交趾耦合濾波器來實現輸入輸出端的隔直以及濾波功能。此濾波器結構如圖5所示,這種結構具有極低的插入損耗以及適中的頻帶寬度,適用于對濾波性能要求不高的電路中。

本次FET倍頻器的輸入以及輸出匹配均采用較為經典的 “π”型匹配,如圖6所示。圖6中,W與L分別為微帶線的寬度和長度,BPF為圖5中給出的四分之一波長交趾耦合濾波器。

圖5 四分之一波長交趾耦合濾波器結構圖Fig.5 Quarter wavelength two-finger DC-block with matching structure

圖6 X波段FET倍頻器仿真原理圖Fig.6 Simulation schematic of X-band FET doubler

3 實物測試分析

考慮印刷電路板 (Printed Circuit Board,PCB)板材介電常數及損耗對于高頻電路的影響,本設計采用0.254 mm厚的羅杰斯4350 B作為基板。該類型的基板被廣泛應用于高頻電路板的設計與制作。實際制作的X波段二倍頻器如圖7所示,NE900100焊接在羅杰斯4350 B上。

圖7 X波段二倍頻器實物圖Fig.7 Real photograph of X-band FET doubler

圖8為二倍頻器現場測試圖,信號源通過同軸線與SMA接頭相連,可以提供10 dBm的輸入功率。圖9為二倍頻器仿真與實物測試功率曲線,F0為倍頻器輸出的基波功率,2F0為倍頻器輸出的二次諧波功率,3F0為倍頻器輸出的三次諧波功率。

由圖9可見,在5.9～6.1 GHz的頻帶范圍內倍頻器2F0輸出功率大于10 dBm,此時F0與3F0輸出功率小于-10 dBm,諧波抑制良好。在中心頻率6 GHz處,輸出基波抑制達到30 dB以上,各次諧波得到抑制,諧波抑制特性良好。仿真時最高輸出功率14 dBm比設計指標的-4～6 dBm要高8 dB。考慮到后續加工過程中微帶線加工誤差、焊接元器件以及SMA接頭等帶來的影響,仿真結果達到設計要求。由測試結果可知,在5.9～6.1 GHz的輸入頻段內,實際測試得到的二次諧波輸出功率為-4～5 dBm,在6 GHz處輸出功率達到峰值,輸出基波抑制大于15 dB。基波與三次諧波的測試結果與仿真結果相差不大,二次諧波的測試與仿真結果趨勢一致,但仍存在一定差距。這是加工誤差、測試過程中MESFET熱效應以及倍頻電路自激導致的。

圖8 X波段二倍頻器現場測試圖Fig.8 Field test photograph of X-band FET doubler

圖9 X波段二倍頻器仿真與實物測試功率曲線Fig.9 Simulation and test results of X-band FET doubler

對于FET倍頻器而言,倍頻電路穩定性控制不佳會導致電路自激。本次設計的倍頻器在實物測試時便出現了自激問題。調試過程中,在MESFET的柵極以及漏極均增加了RC穩定電路,在抑制自激問題的同時導致了二次諧波的輸出功率的下降。通過一系列的調試,最終二倍頻器的最佳輸出功率穩定在5 dBm,此時的漏極電壓為8 V,ID峰值為220 mA,低于VDS=8 V,IDmax=243 mA的仿真結果。在仿真過程中已經添加穩定措施的情況下實物測試中仍然出現了自激問題。由此可以看出如何同時兼顧好FET倍頻器的輸出功率與穩定性仍是FET倍頻器設計中的一個重要挑戰。

表1為本文所設計的二倍頻器與文獻[6]、[10]、[11]二倍頻器的數據對比,可以發現目前國內外的倍頻器設計主要以寬帶二極管倍頻器為主且所需驅動功率較大,對于應用于窄帶的倍頻器研究較少。本次設計的X波段倍頻器在窄帶應用方面有著一定的優勢。考慮到SMA接頭與射頻同軸線存在大于4 dB的插入損耗,若將此倍頻器與ADI公司的HMC448LC3B倍頻器芯片集成在一塊PCB板上,在輸入端提供輸出功率10 dBm的穩定頻率源,恰好能夠驅動HMC448LC3B倍頻器芯片工作。

表1 二倍頻器輸出功率對比情況Tab.1 Comparison of the output power of the doubler

4 結論

本文分析了FET倍頻器的工作原理,比較了幾種常見的偏置電路優缺點,綜合軟件仿真與實物調試,設計了一款應用于24 GHz頻率源獲取的前驅二倍頻器。經測試,所設計二倍頻器最高倍頻輸出功率為5 dBm。在設計過程中,軟件仿真與實物調試相結合的設計方法有效降低了倍頻器的設計難度。但由于FET倍頻器的自激問題,導致了二次諧波的輸出功率與仿真存在較大誤差。可以看出,在提高FET倍頻器穩定性的同時提高倍頻輸出功率依然是目前FET倍頻器實物制作的設計難點。隨著毫米波電路的發展,窄帶應用型倍頻器由高附加噪聲到低附加噪聲,由低諧波抑制到高諧波抑制演變,這也是未來工作的主要研究方向之一。