基于改進主從法的并聯雙向直流電源系統控制

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(浙江理工大學 信息學院，杭州 310018)

0 引言

在可靠性要求高的電源供電系統中，通常采用電源并聯向負載供電。與傳統的集中式電源相比，它可通過改變并聯電源的數量來滿足不同輸出功率的需求。而且并聯電源具有承受應力小，冗余性高，響應速度快等優點。

目前，在并聯均流電源系統中，主要常見的均流策略為：輸出阻抗法、主從控制法、平均電流法[1]、外加均流控制器法、最大均流均流法[2]、自主均流法[3]。主從控制法對于參數相近的電源模塊，只要滿足輸出電壓相等，就能實現均流效果，其均流機理是適時調整各模塊的輸出特性，使其上下平移一致，控制方法簡單，但其主要缺點是如果主模塊發生故障，系統就無法工作。尤其是系統上電啟動瞬間，電流誤差處于最大時容易發生故障。針對其缺點，本文提出了一種基于主從控制的數字均流[4]改進算法，減小系統啟動時某一模塊負載電流最大值，極大程度降低主從控制法均流故障概率，延長了電源模塊的使用壽命，提高了電源系統的穩定性。

1 系統結構及原理

如圖1所示，雙向DC-DC電源并聯模塊[5-6]、數字信號控制器(DSC)、驅動電路、電壓電流檢測電路、按鍵電路和OLED顯示屏等器件構成了均流硬件電路。系統工作時，DSC首先產生兩路互補對稱占空比可變的PWM，經過驅動電路將PWM幅值放大使并聯模塊輸出初始電壓電流，初始狀態電流不匹配度[7]較大。經過電壓電流檢測電路反饋到DSC，DSC采用主從控制[8-11]數字均流控制算法實時處理反饋信號，改變PWM占空比，從而改變輸出電壓電流。一旦出現過流短路現象，過流保護電路關斷驅動信號,過流后可自動恢復。按鍵模塊改變并流模塊輸出電流比例。OLED模塊實時顯示并聯模塊輸出電壓電流及均流比例。

圖1 并聯均流電路系統框圖

2 系統硬件設計

2.1 并聯模塊設計

并聯模塊電源拓撲采用Buck/Boost型雙向DC-DC變換器，電路如圖2所示。

圖2 雙向DC-DC主電路結構

Buck/Boost型雙向DC-DC變換器具有電感電流斷續和連續模式下變壓比保持不變的特性，有利于動態調節。

在工程實踐中，一般來說輸入電壓由220 V轉24 V的變壓器進行整流濾波提供，電壓范圍在24～33.9 V波動。降壓后輸出給各類高功耗的設備供電,故本文設計的電路參數：輸入電壓為Ui=30 V，經過雙向DC-DC電路斬波，輸出電壓Uo=8 V，負載電流I=1 A～5 A,額定容量是Pout=40 W，PWM頻率fs=10 kHz。因為主從控制產生故障的狀態一般發生在負載電流較大的情況，所以需設定較高的負載電流值為5 A，測量電路處于最大負載電流工作狀態時電路的穩定性和并聯均流精度。

電源拓撲器件參數設計過程如下，由歐姆定律R=Uo/I計算得，負載范圍R=8～1.6 Ω。根據電感電流處于連續模式及以上指標，選擇合適的電容,電感。變壓比M與占空比D的關系在電流連續模式下如公式(1)所示:

(1)

計算出占空比D=4/15。當輸出電流處于最小值時，電感電流會出現斷續模式,考慮臨界負載電流情況，即I=Imin=1 A，主從模塊均分電流Imin/2需滿足公式(2):

(2)

公式(2)中，Iob為臨界負載電流，L為電感值。按D=4/15確定實際運行的臨界負載電流:

(3)

計算得到L=586.7 μH，實際電路需留有裕量，選取L=1 mH。給定輸出電壓紋波指標ΔV=±0.2 V，計算輸出電容C，根據紋波計算公式:

(4)

得出C=73.4 nF，為了盡量降低輸出紋波，選取C=470 μF[12]。

主電路中的開關管T1,T2選用IRF1010E，最大承受電壓UDS=60 V，導通電阻RDS= 12 mΩ。D2,D1選用開關管的內部體二極管，其最大可通過電流50 A，反向恢復時間73 ns，滿足其最大輸出電流和最大輸入電壓要求。

2.2 電壓電流檢測模塊設計

檢測電路結構如圖3和4所示，電流檢測采用電流檢測芯片INA282，固定增益G1為50，具有高共模抑制和極低的增益誤差，反饋精度高。反饋電壓VIF和檢測電流I的關系如公式(5)所示:

VIF=I×R4×G1

(5)

R4為串聯在電路中采樣電阻。該電路在電流反向流入時，反饋電壓VIF為零電壓，確保了電路輸出電流正向流出。

圖3 均流電流檢測電路圖

電壓檢測采用高精度增益差分運放INA143和儀表放大器INA128級聯，增益G2、G3分別為0.1和1+50 kΩ/RG,其中RG為增益可調電阻，電壓反饋輸出電壓VF1與輸出電壓關系如下所示:

VF1=Uo×G2×G3=Uo×0.1×(1+50 kΩ/RG)

(6)

本設計有效地避免了輸出電壓檢測和單片機共地的問題，為輸出電壓反饋精度提供了保證，電壓檢測電路如圖4所示。

圖4 電壓檢測電路圖

3 系統軟件設計

3.1 軟件整體設計

軟件編程選擇Microchip公司的MPLAB XIDE集成開發環境和C編程語言。該軟件可在線調試代碼，為開發此系統提供了便利。

如圖5所示，在該系統中軟件執行過程為：初始化OLED屏顯示、開啟兩路互補對稱的PWM模塊、配置ADC和TIMER0、1中斷和初始化按鍵IO口后，先判斷電路是否處于過流狀態，若處于過流狀態，則進入過流短路子程序，關斷PWM模塊和斷開主電路電源。在主函數中開啟軟啟動功能，最后在主循環while中實時顯示主從模塊輸出電壓電流及均流比例。在ADC中斷中采集主從模塊負載電流和輸出電壓反饋信號，在Timer0、1中斷中，分別實現系統數字均流算法和電路軟啟動功能。

圖5 DSC系統軟件整體配置流程圖

3.2 均流算法實現

DSC均流算法如圖6所示，配置控制主電源模塊的PWM為調節輸出穩壓功能，從模塊的PWM為跟隨主模塊電流的均流功能。初始設置主模塊占空比略大于從模塊，主從電流從初始狀態電流不對稱開始調節，若輸出電壓與參考電壓Vref偏差大于最小穩壓精度，則改變主模塊的PWM占空比調節穩壓。與此同時，從模塊負載電流與主模塊負載電流比較，若從模塊電流I2與主模塊電流I1偏差大于最小均流精度，則改變從模塊的PWM占空比實現均流。在調節過程中，均流的穩定性和精度主要取決于主從模塊的調節速率和各模塊的PID參數。另外在電路剛啟動時，避免出現主模塊負載過重情況，加入了主模塊限流功能。

圖6 均流算法流程圖

3.3 優化調節速度

主從模塊調節速度的設定取決于電路輸出電壓響應時間和電路效率。因為本實驗電路結構相同，器件參數近似，其電流不匹配程度小，響應時間幾乎相同，電路效率相近，所以電壓響應時間和電路效率基本相近。實驗中分別測試主從模塊電路在額定功率輸出情況下效率為85.2%和86.4%，得出需設置主模塊PWM波初始占空比略大于從模塊，可降低其初始電流不匹配度。要保證均流的穩定性和精度，需確保從模塊調節時間小于主模塊，即從模塊的電流調節速率大于主模塊。在代碼實現方面，首先開啟定時器中斷，根據系統對輸出電壓的響應時間設置合適的中斷頻率f=500 Hz，在中斷中設置分頻變量，使主從模塊調節占空比的速率為1：2，即主模塊的PWM調節速率為250 Hz，從模塊的PWM調節速率為500 Hz。

3.4 設置較低的比例系數和較高的積分環節系數

由于各模塊的PID參數根據不同的電路參數需要大量時間調試，而且引入較大的比例環節有可能引發電路振蕩，所以調試中將比例系數降低到很小，增大其積分環節的系數。為了避免積分誤差累加過大，設置了飽和上下限，當積分誤差累加到上限或下限時，誤差不再累加。實驗中設置從模塊的積分參數和比例參數略大于主模塊。因為兩個模塊調節速率的不同已經能保證跟隨的成功率，而PID系數的設置是為了降低電源模塊差異性對調節穩定性的影響，降低瞬態調節過程中電流的不匹配度，增大改進的主從控制算法的適用范圍。

3.5 設置主模塊限流保護

在主模塊調節的過程中，為了避免一開始主模塊PWM調節速率過快，導致其負載電流過大。所以根據實際輸出需求，限制其最大輸出電流為4A，在主模塊負載電流未達到4A前，主模塊調節負載電壓保持恒定8 V，超過4A時，PWM調節主模塊負載電流恒流，調節使其負載電流維持在4A。

3.6 使用軟啟動技術

由于階躍響應是系統動態性能中最為嚴峻的工作狀態，在改進控制策略的情況下，采用軟啟動技術，先降低目標參數Vref，然后分級逐步增加Vref值直到設定的最終值8 V，這樣可以大大降低超調量過大引發系統振蕩的可能性，程序實現流程如圖6所示。實驗中定時時間根據電路輸出電壓動態響應時間設置，實驗測量雙向DC -DC電路支路電流從0到滿載2.5 A電流且輸出電壓為8 V的穩定時間為62.8 ms。根據測得的穩定時間設置定時累加時間，使其略大于穩定時間，可確保系統調節到目標值后穩定，例如70 ms。然后將Vref從低到高分成幾段，本實驗設置為10段，每經過70 ms，改變目標參數使其增加0.8 V，累加到設定值8 V后保持不變。

圖7 軟啟動程序框圖

4 實驗結果與分析

4.1 實驗步驟和方法

在系統調試過程中，首先設置PWM低調節速率和PID低比例環節參數和積分環節參數，逐步增加主從模塊的調節速率和積分環節參數，調試主要以改變PWM調節速率為主，即改變其定時器中斷的頻率。測量輸出電壓穩態波形和精度，各模塊輸出電流瞬態和穩態電流變化波形及其電流穩態調節精度。經過參數優化，實驗數據和波形如圖8所示。

圖8 均流實驗負載電壓電流波形

4.3 實驗結果分析和不足

從圖8(a)看出，系統輸出電壓在8 V輕微低頻振蕩，振蕩幅度小于0.2 V 。圖8(b)和8(c)中I1為主模塊輸出電流，I2為從模塊輸出電流。兩但其平均值相同，穩態均流效果良好，振蕩幅度小于0.2 A。瞬態輸出電流曲線幾乎重合，主從電流偏差小于0.1 A，到穩態過程中未出現超調量過大現象，從而說明系統的瞬態調節穩定。在0～0.8 s期間，電流變化波形呈現分段上升，在這期間電流偏差小于0.05 A，電流不匹配度低，說明分段上升對使用PID調節電路瞬態負載電流具有抑制其振蕩的作用。電流從0到滿載調節時間為1.6 s，較為迅速。均流具體實驗數據如表1所示，負載總電流I變化范圍為0.94～5.55 A，均流比例為1：1，均流精度均小于1.3%，輸出電壓Uo=8±0.01 V，調整率小于0.3%。

表1 均流電流I1:I2=1：1實驗數據

其中均流精度計算公式為：

(8)

其中：k為主從模塊負載電流比例。

在均流實驗中，也進行了電流比0.5到2任意比的并聯測量實驗，表2為電流比為2的實驗數據，負載總電流從1.5～5.1 A范圍內變化，負載電流均流精度均低于1.5%。從表3可知，該系統在電流比0.5～2范圍內都有較高的均流精度，最大均流誤差小于1.5%。

表2 均流電流I1:I2=2：1實驗數據

實驗過程中進行了100次電路上電啟動，啟動測試雙向DC-DC電路參數從0 A到滿載5 A，均流電流比例0.5～2，測試過程中均未出現電路故障現象，電源輸入電流平穩上升，未出現瞬態電流過大拉低輸入電源電壓現象，證明本系統穩定性良好。

表3 均流比例k=0.5～2實驗數據

本系統不足之處在于系統數字信號控制器DSPIC30F4011的32 MHz主頻偏低，使得PWM調節精度較低,10位ADC采樣模塊精度較低，最終均流調節精度不高。若改進使用更高主頻的DSC和外接更高采樣位數的ADC芯片，可大幅度提高其電流調節精度。

5 結束語

本文提出了一種電源模塊數字主從控制法的改進算法，并設計了基于該算法的并聯雙向直流電源。該算法的創新之處在于降低并聯電源主從控制中主模塊出現故障和系統癱瘓的概率。試驗結果表明了限制主模塊最大輸出電流、電路啟動時主模塊采用軟啟動控制等技術對于改善在穩態和瞬態過程的均流效果都較為有效。但其算法需要在主從模塊初始狀態不匹配程度較小的情況下才能實現，且需要保證主從電路參數差異不大。基于此算法的系統設計穩定，均流精度高，可應用在汽車照明、功率放大等低壓大電流的系統中。