用于V2G的雙向DC/DC變換器設計*

劉 波，荊 磊，李博棟，汪小青，邱茂航，陳 敏

(浙江大學 電氣工程學院，浙江 杭州 310027)

0 引 言

隨著環保意識的提升，以清潔能源為動力來源的新能源汽車將逐漸取代傳統的汽車[1]。同時，隨著新能源發電站的大規模使用，新能源并網勢在必行。但是以光伏和風能為代表的新能源具有很強的隨機性和不可控性，極大地限制了新能源電站的入網容量。為了實現新能源的順利并網，儲能系統是新能源發電站的必備組件。

傳統的電動汽車與電網的連接是單向的，電動汽車只是一個負載。當大量的電動汽車接入電網時，可以在一定程度上實現對電網的削峰。但是這沒有充分利用電動汽車的儲能特性。帶有雙向充電器的電動汽車可以實現電能的雙向流動，參與電網的調度，實現對電網的削峰填谷。

目前，雙向充電器主要有單級式和兩級式兩大類。考慮到電氣隔離，兩級式的雙向AC/DC變換器得到了廣泛地使用[2]。隔離型雙向DC/DC變換器是兩級式雙向AC/DC變換器的重要組成部分。雙向有源橋和諧振式CLLC是目前研究得最為廣泛的兩種拓撲。這兩種拓撲均能實現軟開關，都能在較高的開關頻率下達到較高的傳輸效率。文獻[3]的雙向DC/DC變換器是基于雙向有源橋的，該變換器在開關頻率為20 kHz的時候，峰值效率達到98%；文獻[4]的雙向DC/DC變換器是基于諧振式CLLC拓撲，該變換器在開關頻率為100 kHz左右時，峰值效率達到96%。但是針對于V2G的應用，哪一種拓撲更加適合，并沒有進行對比。

本文針對V2G的應用場景進行分析，給出所選拓撲的參考設計流程，最后通過實驗驗證。

1 應用場景分析與拓撲選擇

現在市場化的電動汽車的車載電池主要是化學電池和物理電池。在電動汽車上使用的化學電池主要是鋰離子電池和鎳氫電池。近年來，針對鋰離子電池和鎳氫電池特性的研究廣泛[5-7]。此類電池的端壓隨著充放電電流和電池狀態的不同而不同，單個鋰電池的端壓2.4 V～3.4 V。

由于電動汽車空間的限制，車載充電機需要較高的功率密度。在變換器中占據大量體積的元件是散熱器和無源元件。為了提升功率密度，變換器的開關頻率和效率是關鍵。

應用在車載的DC/DC變換器，連接電池一端的電壓會有較大的變化。同時，變換器需要具有較高的功率密度，也即變換器需要工作在較高的開關頻率和具有較高的效率。此外，DC/DC變換器往往還需要是隔離的變換器。應用于車載充電機的DC/DC變換器根據相應的標準，現有的車載充電機功率基本都為3.3 kW或者6.6 kW。

在車載充電機這個功率等級下，為了均衡電壓和電流應力，全橋拓撲是較好的選擇。雙向全橋DC-DC變換器，主要有諧振式和非諧振式兩種。在眾多諧振式和非諧振式雙向DC-DC變換器中，雙向有源橋和諧振式CLLC是最常見的兩種拓撲[8]。

1.1 雙向有源橋

雙向有源橋拓撲如圖1所示。

圖1 雙向有源橋拓撲

由圖1可知：雙向有源橋主要由兩個全橋組成，中間采用變壓器做隔離，電感L1是能量傳輸電感。實際應用中，可采用變壓器的漏感作為該電感。

一種適用于雙向有源橋的控制圖如圖2所示。

圖2 雙向有源橋的單移相控制

由圖2可知：在這種控制策略中，L1電感在t0和t1時刻的電流分別為：

(1)

(2)

式中：iL1(t0)—t0時刻電感電流的大小；V2—輸出側兩橋臂之間的電壓；L1—高頻電感感值；f—開關頻率；t1—輸出側開關器件切換的時刻；iL1(t1)—t1時刻電感電流的大小；t0—輸入側開關器件切換的時刻；V1—輸入側兩個橋臂中點間的電壓。

為保證變換器工作在軟開關模式，L1電感電流在t0時刻需要小于零，t2時刻需要大于零。所以雙向有源橋的軟開關范圍為：

(3)

該電路存在缺點：當采用普通控制算法時，該電路存在著較大的功率環流，增大了開關器件的電流應力和損耗。文獻[9]總結了相關的算法來解緩或解決功率環流的問題，但是算法較為復雜；文獻[10]解決了功率環流問題，但是需要添加緩沖電路，這增加了變換器的損耗。同時，該變換器的開關器件的開關都在電流的轉折處進行切換，這使得有部分開關器件總在電流最大處進行切換，加大了開關器件的關斷損耗。此外，由式(3)可知：該電路的軟開關范圍受到較大的限制。在實際應用中，該電路還容易出現變壓器的直流磁偏，所以需要在電路中添加較大的隔直電容。

1.2 CLLC諧振變換器

CLLC諧振式變換器是在單向LLC電路的基礎上演化而來，如圖3所示。

圖3 諧振式CLLC變換器

基于LLC電路演化而來的雙向變換器具有軟開關范圍廣、可以實現功率集成、同時整流側的開關器件可以實現零電流關斷等優點。同時，相對于其他的諧振式拓撲，CLLC變換器的優點為：電路結構對稱，便于實現雙向控制；電路在變壓器兩側均存在電感，具有強的抗短路性能，還限制了整流側電流變化的速度，并且在啟動階段沒有大的電流沖擊；該電路在變壓器兩側都具有諧振電容，避免了變壓器的直流磁偏。

該電路的缺點主要體現在：電路的諧振元件較多，加大了變換器的設計難度；變換器的兩側均有諧振電感，加大了變換器的損耗，在一定程度上降低了變換器的效率；該變換器在重載時，增益曲線有一定的偏移。在Q值較大時，在部分區域變換器的增益曲線隨著頻率的降低，增益下降。

1.3 拓撲選擇

為了保證變換器在整個工作范圍內都具有較高的效率，雙向DC/DC變換器需要在較寬的電壓變化范圍內都能實現軟開關。然而雙向有源橋拓撲的軟開關范圍較窄，同時在電壓不匹配時，流過高頻電感的電流峰值較高。諧振式CLLC拓撲能夠在全范圍內保持軟開關，同時整流側器件可以實現零電流關斷，這都有利于提高變換器的效率。車載電池充電時，如果采用恒流恒壓模式充電，電池電壓最小的時候，變換器的等效負載電阻最小，此時變換器所需的增益小于1，整個變換器工作在Buck模式，避開了增益曲線偏移區域。因此可以通過合理地設計相關的參數，避開增益曲線偏移的區域。

應用于V2G的雙向DC/DC變換器需要具有高的功率密度，高的效率。諧振式CLLC拓撲具有可以在全范圍內實現軟開關，同時在整流側可以實現零電流關斷等優點，適用于該應用。所以本研究選擇諧振式CLLC拓撲作為基本拓撲。

2 雙向DC/DC變換器的設計

諧振式CLLC變換器需要2個諧振電容，2個諧振電感，1個變壓器匝比和1個激磁電感。設計參數較多，設計較為復雜。文獻[11]給出了較為詳細的設計過程，其主要設計流程如圖4所示。

圖4 諧振式CLLC設計流程

設計完變換器主要元件參數之后，電感和變壓器的具體設計可以按照高頻變壓器進行計算。

變壓器的變比設定根據輸入母線電壓的額定值和輸出電壓確定。在設計時，鑒于磁性元件是根據變換器的開關頻率確定的，為了充分利用磁性元件的性能，變換器的正向和反向工作頻段設定為相同。同時，如果考慮變換器的正向與反向具有相同的增益，則變壓器的變比為：

(4)

式中：NTr—變壓器原副邊變比；Vbus_nom—直流母線額定電壓；Vo_max—鋰電池的最大電壓；Vo_min—鋰電池的最低電壓。

為了保證變換器能夠滿足ZVS，變換器的激磁電感的最大值受到限制。當采用全橋變換器時，激磁電感的最大值應該滿足：

(5)

式中：Lm—激磁電感；T—開關周期；tdead—死區時間；Coss—MOSFET等效輸出電容。

當變換器工作在正向時，這種工作模式下，變換器的輸入電壓為直流母線電壓，輸出電壓為鋰電池的端壓。此時，輸出側的等效負載與鋰電池的充電策略相關，設計時需要考慮的是鋰電池電壓最大時，輸出功率達到最大功率，等效負載電阻為：

(6)

式中：RG2V_nom—鋰電池作為負載時的等效負載電阻；Po_max—最大輸出功率。

當變換器工作在反向時，變換器的輸出端電壓為直流母線電壓，輸入電壓為鋰電池端壓。此時需要考慮鋰電池的放電策略。實際應用中鋰電池的放電功率與鋰電池的端壓相關，端壓較低時，放電功率減小。此時需要計算出以額定功率放電時的最低電壓和最低電壓時的放電功率。以額定功率放電時，需要考慮的量為變換器增益與輸出等效負載：

(7)

式中：MV2G_nom—以額定功率放電時的最大增益；Vbus—直流母線電壓；Vbatt_nom_min—最大功率放電時鋰電池的電壓；RV2G_nom—最大功率放電時的等效輸出電阻；PV2G_nom—鋰電池的最大放電功率。

當鋰電池電壓低于最大放電功率時，鋰電池的放電功率隨著鋰電池的端壓變化而變化。此時需要繪制等效負載電阻與增益的曲線，其中增益與等效電阻為：

(8)

式中：MV2G_less—以較低功率放電時的最大增益；Vbatt_less—較低功率放電時鋰電池的電壓；RV2G_less—以較低功率放電時的等效輸出電阻；PV2G_less—鋰電池的較低放電功率。

變換器的激磁電感與諧振電感的比值可以事先確定。這個比值過大有利于減小激磁電感的電流，但是會使得變換器的工作頻段變寬。所以實際應用中，這個數值一般在3.5～5之間選取。同時，為了充分利用磁性元件，變換器的正向和反向工作諧振頻率可以設定為相同數值。當激磁電感與諧振電感的比值都確定之后，變換器的諧振電容關系也隨之確定，其中激磁電感與諧振電感的比值為：

(9)

諧振頻率與諧振電感和諧振電容的大小為：

(10)

式中：Lm_pr—原邊的等效激磁電感；Lm_sec—二次側的等效激磁電感；K—激磁電感與諧振電感的比值；Lr—諧振電感；fr—諧振頻率；Cr—諧振電容。

變換器的其他參數通過對應的檢查過程不斷調整。本研究通過式(11)來繪制變換器的增益與頻率曲線，并檢查關鍵點的增益是否滿足需求。如果不滿足要求可以通過圖4的流程進行迭代設計：

(11)

上面的增益驗證可以得到對應負載點的Q值。聯立Q值、諧振頻率和負載，可以計算出電容和電感的數值。

諧振參數設計完成之后，便可以設計變換器的濾波器。直流母線側一般可以采用單電容濾波。由于高頻紋波對電池的壽命有很大的影響，電池側的輸出需要限制高頻紋波。為了兼顧濾波器的體積和濾波效果，電池側的濾波器需要特別設計。同時，如果電池需要采用恒流恒壓模式充電，當電池工作在恒流模式充電時，變換器的控制量為電流，電池側需要一個電感來穩定輸出電流。所以電池側的濾波器可以采用CL和CLC濾波器。兩種濾波器都可以保證進入電池的電流沒有較大的高頻分量。

開關器件的選取對于變換器的整機性能具有很大的影響。由于變換器可以實現軟開關，開通損耗基本可以忽略不計。但是在整流側，高頻電流將流過二極管，因此需要選擇具有快恢復特性的二極管。所以選擇開關器件時除了選取電壓和電流以外還需要注意開關器件的寄生二極管是不是快恢復二極管。

3 實驗及結果分析

本文設計了一款3 kW的雙向DC/DC變換器，采用了諧振式CLLC拓撲和CLC輸出濾波器。

該樣機的輸入直流母線電壓為400 Vdc，輸出電壓為200 Vdc～300 Vdc，工作頻率為80 kHz～220 kHz。所有的開關器件均采用Si的MOSFET。

工作在正向模式時，變換器的相關波形圖如圖5所示。

圖5 正向工作模式的波形圖

根據圖5可知：在開通之前，開關器件兩端的電壓降低到零，說明變換器實現了零電壓開通。工作在正向模式時，變換器的傳輸效率與輸入功率在不同輸出電壓下的變換器效率如圖6所示。

由圖6可知:變換器的正向傳輸效率在較寬的功率變化范圍內都保持在93%以上，峰值效率在96.6%以上。在同等測試條件下，該變換器的傳輸效率處于較高水平。

變換器工作在反向模式時的相關波形圖如圖7所示。

由圖7可知：該MOSFET在驅動上升前，MOSFET的漏源極電壓基本降到零，實現了零電壓開通。同時該變換器工作在反向模式時，傳輸效率與正向時的效率相近，峰值效率達到96.6%。

4 結束語

本文結合變換器的實際工作環境，通過對比雙向有源橋和諧振式CLLC變換器的軟開關范圍和效率，得出諧振式CLLC變換器更適用于該種場合;最后按照給定的設定流程設計了一款3 000 W的雙向DC/DC變換器。該變換器的效率在相應的條件下達到了較高的水平。