基于雙光頻梳的多頻段變頻方法

鄭秋容，王　輝

(空軍工程大學 信息與導航學院, 西安 710077)

引　言

衛星通信的頻段大部分集中在C，Ku，Ka甚至V波段，現代的衛星通信系統需要一種能夠實現不同頻段間的頻率轉換的設備[1-2]。然而，傳統的電學變頻系統由于調制帶寬、電磁干擾、體積重量、結構復雜的限制，無法在未來大容量、多用戶的衛星載荷上使用[3]。幸運的是，光學技術可以有效解決電學系統面臨的問題，并同時實現多頻段間的相互變頻[4]。

近年來，人們提出了很多關于實現變頻的方法[5-11]，但這些方案都關注于實現單一頻率向另一個單一頻率的變換，而無法實現多頻段信號的同時產生。光頻梳技術的出現，提供了新的變頻思路，使得這個問題得以有效的解決[12-15]。參考文獻[14]中提出的方法具有很大的啟發性。在該方案中，首先同時產生兩個不同頻率的載波，其中一個載波通過接收到的射頻(radio frequency，RF)信號進行調制，產生頻率間隔與RF信號頻率相同的光頻梳。另一個載波通過本振(local，LO)信號進行調制，產生頻率間隔與LO信號頻率相同的光頻梳。通過濾波器濾出所需的兩個邊帶，并進行拍頻，可以得到相應頻率差的微波信號，從而實現變頻。然而該系統結構較為復雜。

本文中提出一種更加簡單的基于雙光頻梳的變頻方法，可以通過一個頻率，同時產生多個頻段的信號。值得一提的是，兩個光頻梳中心頻率間的頻率差取決于所接收到的信號，這使得整個系統更加靈活可變。

1　原理和模型

如圖1所示，由激光器輻射出的光信號可表示為：

Ec(t)=Ecexp(j2πfct)

(1)

式中，Ec和fc分別表示載波信號的幅度和頻率。系統接收到的微波射頻信號為:Vs(t)=Vscos(2πfst)，其中Vs是射頻信號的幅度，fs是射頻信號的頻率。通過雙驅動馬赫-曾德爾調制器(dual-driven Mach-Zehnder modulator，D-MZM)對光載波進行調制。調整該調制器中的直流偏置點，可以實現單邊帶(single sideband，SSB)調制。經過Jacobi-Anger展開，輸出信號的表達式為：

2J1(ms)cos[2π(fc+fs)]

(2)

式中,ms=πVs/Vπ是D-MZM的調制系數，Vπ是調制器的半波電壓，J1和J0代表貝塞爾展開的系數。在小信號條件下，1階以上的邊帶可以被忽略。從(2)式中可以看出，經過SSB調制，載波和+1階邊帶被保留下來。

Fig.1　Schematic diagram of multiband frequency generation

光纖布喇格光柵(fiber Bragg grating， FBG)的中心頻率與載波信號的頻率相同。調制后的信號經過環形器和FBG之后，由于FBG本身的濾波特性，將載波信號反射回去，而+1階信號通過。由此，載波信號進入到下支路，+1階信號進入上支路。在上下兩支路中，各有一個由雙平行馬赫-曾德爾調制器(dual-parallel Mach-Zehnder modulator，DP-MZM)組成的光頻梳(optical frequency comb，OFC)產生器(OFC generator 1和OFC generator 2)[15]。OFC1由本振信號VLO1(t)=Vm,1cos(2πfLO1t)驅動，OFC2由另一個本振信號VLO2(t)=Vm,2cos(2πfLO2t)驅動。其中，Vm,1和Vm,2分別表示兩個本振信號的幅度，fLO1和fLO2表示兩個本振信號的頻率。

上支路產生的OFC1中的每一根頻梳可表示為:

fOFC1=fc+fs+ifLO1

(3)

式中，參量i(1≤i≤n)表示各個頻梳(光邊帶)相對于載波的階數，n是產生出光頻梳的最高階數。與此相同，下支路同樣也產生出光頻梳信號，各個頻梳可表示為:

fOFC2=fc+ifLO2

(4)

兩路信號在3dB耦合器的作用下，耦合成一路信號，頻譜示意圖如圖2所示，其中fout,i是第i對光邊帶之間的頻率差。

Fig.2　Schematic illustration of multiband signal generation

為了保證每對頻梳能夠準確地落入波分復用器中的各個濾波器的頻帶內，fLO1和fLO2都需要進行相應的調整。滿足以下條件:

(5)

式中，dBW是波分復用器(wavelength division multiplexing，WDM)的帶寬。濾出的各對頻梳在光電探測器(photo-detector，PD)的作用下，得到相應的頻率，從而達到變頻的目的:

fout,i=fs+i|fLO1-fLO2|

(6)

2　仿真結果與分析

由于實驗條件的限制，本文中只能進行仿真驗證。如圖3所示，通過軟件OPTISYSTEM 7.0搭建該變頻系統。由激光器輻射出的的光信號具有1552.52nm的中心波長，該信號首先被引入到D-MZM中進行SSB調制。D-MZM的消光比設置為20dB，半波電壓為4V。從圖3中的B點位置波形可以看出，載波信號和+1階邊帶被保留，它們被作為之后兩個OFC產生器的兩個載波信號。圖中，DCb表示D-MZM的直流偏置點；DP-MZMx和DP-MZMy分別表示兩個支路(上支路x和下支路y)上的DP-MZM；DCb,x1～DCb,x3是DP-MZMx中的3個直流偏置點；DCb,y1～DCb,y3是DP-MZMy中的3個直流偏置點。

Fig.3　Simulation setup of multiband frequency conversion scheme

FBG的中心波長也設置為1552.52nm，因此，光信號通過環形器之后，首先進入到上支路的FBG中，由于波長匹配，載波信號被反射到下支路，而+1階邊帶通過FBG，留在上支路中。之后，兩路的光信號分別進入到兩個由DP-MZM組成的OFC產生器中。DP-MZM的消光比也設為20dB，半波電壓為4V。這種OFC產生器結構簡單，只需要一個微波源和一個DP-MZM就能夠產生平坦的光頻梳[11]，從參考文獻[11]中的實驗結果可知，該方法可以產生出具有7根光邊帶的光頻梳，平坦度小于1dB。雜散邊帶抑制比可達11dB。調整DP-MZM中的直流偏置點，設置為:ms=3.05,Vs=1.94Vπ,加在3個直流偏置點上的直流偏置電壓分別為Vb,1=0.63Vπ,Vb,2=0.92Vπ,Vb,3=0.73Vπ，可以得到具有7根邊帶的光頻梳。

在本次仿真中，兩個本振信號的頻率設置為fLO1=36GHz，fLO2=40GHz。經過耦合器之后，該耦合信號被摻鉺光纖放大器(erbium-doped optical fiber amplifier，EDFA) 進行功率放大，頻譜如圖4所示。

波分復用器中設置7個通頻帶，每個通頻帶的中心頻率分別設為192.966THz,193.006THz,193.046THz,193.086THz,193.126THz,193.166THz和193.206THz，帶寬均為36GHz。在波分復用器的作用下，系統濾出7對頻梳，通過光電探測器，可以得到7個不同頻率的微波信號，結果如圖5所示。

Fig.4Spectrum diagrams of OFC1and OFC2with frequency intervals of 36GHz, 40GHz respectively

從圖5中可以看出，15GHz(Ku波段)的信號可以被同時轉化成3GHz(S波段)，7GHz(C波段)，11GHz(X波段)，19GHz(K波段)，23GHz(K波段)和27GHz(Ka波段)的微波信號。轉化后的信噪比在28.83dB～29.99dB之間。

本方案中使用了3個調制器(1個D-MZM，2個DP-MZM)，共有7個直流偏置點，因此直流偏置點的漂移將會對系統的輸出造成影響。為了衡量信號的變頻質量，本文中研究了變頻效率的問題。變頻效率是衡量一個變頻系統性能的重要指標，定義為輸出信號功率與輸入信號功率的比值。通過改變參量，使得直流偏置電壓的偏移原數值的-50%～50%。則系統的變頻效率如圖6所示。從圖中可以看出，隨著偏移量從-50%～50%變化，變頻效率先是處在一個平穩的階段，保持在-22dB左右，之后便急劇下降。由此可以看出，直流偏置點的漂移對系統具有較大的影響。

Fig.5　Multi-band frequencies under different bands

Fig.6　The impact of DC bias drafting for onthe conversion efficiency

3　結　論

作者提出了一種基于雙光頻梳的多頻段變頻方法，能夠將單一頻率同時轉化成多個不同頻段的頻率,并通過仿真驗證了其可行性。從仿真結果看，Ku波段的15GHz的頻率可變換成3GHz,7GHz,11GHz,19GHz,23GHz,27GHz，信噪比可達28.83dB～29.99dB。影響該系統變頻結果的主要因素是直流偏置點的漂移。