無線傳感器網絡下GFDM信號檢測技術研究

任文成

(中國電子科技集團公司第五十四研究所，河北 石家莊 050081)

0 引言

認知無線傳感器網絡(WSN)通過檢測“頻譜空穴”和機會頻譜接入方法充分利用頻譜，解決了WSN頻譜資源有限和固定頻譜分配而導致頻譜使用效率低的問題[1-2]。廣義多載波傳輸技術(GFDM)采用低旁瓣的非矩形信號作為成形脈沖，降低了帶外功率泄露，GFDM只需對一幀符號添加循環前綴，不必在每一個符號前面添加循環前綴，在避免了幀間干擾的同時提高了頻譜利用率[3]，而且GFDM調制可有效利用離散頻域資源，以上特點使GFDM調制可用作認知無線傳感器網絡的底層傳輸技術。

然而GFDM調制各子載波不再保持正交性，將會引入子載波間干擾(ICI)[4]，增加接收端算法的復雜度。文獻[5]提出了干擾抵消類算法，在加性白高斯噪聲信道(AWGN)下誤碼率與OFDM系統相似。本文研究在認知無線電傳感器網絡頻率選擇性信道環境下的GFDM信號檢測算法，并比較了迫零、匹配接收以及雙邊干擾抵消算法的性能。

1 GFDM信號的產生

圖1 GFDM系統發射機框圖

原型脈沖g(n)對于GFDM系統的抗符號間干擾和抗子載波間干擾性能至關重要。在GFDM系統中，第m個時隙的成形脈沖波形gm(n)由原型脈沖經過循環移位mN個數據形成，即：gm(n)=g(MN-1)，<>N為模N運算。

圖2給出了連續三個時隙內的時域脈沖波形，N=24，采用升降因子為0.5的根升余弦脈沖。圖3為相鄰三個信道的子載波頻譜，相對于矩形脈沖高達-13 dB的旁瓣功率，此時脈沖旁瓣功率僅為-40 dB，意味著傳輸波形對多普勒頻移和頻偏更具魯棒性，但不足之處在于子載波間的頻譜喪失了正交性，自身引入了ICI干擾，增加了算法的復雜度。

圖2 連續三個時隙時域脈沖波形

圖3 相鄰子載波信號頻譜

為了便于敘述，將發射信號改寫為矩陣形式：x=AS，其中矩陣A∈CKM×NM包含了一幀中所有發送符號對應的循環移位脈沖波形。

2 GFDM信號的3種檢測算法

2.1 迫零檢測算法

2.2 匹配濾波檢測算法

圖4 匹配濾波算法框圖

與迫零檢測算法相反，匹配濾波檢測算法假設接收信號中只存在加性白高斯噪聲，忽視信道引入的多徑干擾。匹配濾波算法力圖使檢測后的輸出信號中的信噪比(SNR)最大化。由于該算法完全忽視了信道多徑干擾信號的存在，致使該算法對干擾信號非常敏感，惡化了信干噪比(SINR)指標，進而惡化誤碼率(BER)。

2.3 雙邊干擾抵消(DS-SIC)算法

圖5 雙邊干擾抵消算法框圖

雙邊干擾抵消算法結合了串行干擾抵消和匹配濾波算法，在克服了匹配濾波算法中不能消除信道噪聲的缺點的同時，利用串行干擾抵消的策略最大化了檢測后的信噪比。

3 仿真結果及分析

仿真采用64路子載波，每幀包括3個時隙，上采樣因子64，時隙長度256 μs，子載波間隔3 906 Hz，QPSK調制形式，脈沖成形波形為升降因子為0.5的根升余弦脈沖。采用兩種六徑信道模型，信道A相干帶寬為11.97 kHz，時延為0、2 μs、3 μs、4 μs、7 μs、11 μs，增益為0 dB、-7 dB、-6 dB、-22 dB、-16 dB、-20 dB；信道B相干帶寬為7.23 kHz，時延為0、3 μs、8 μs、11 μs、13 μs、21 μs，增益為0 dB、-7 dB、-15 dB、-22 dB、-24 dB、-19 dB。

圖6～圖8顯示了3種GFDM信號檢測在3種不同信道環境下的誤符號率。其中OFDM檢測采用最小均方誤差檢測算法。在3種信道環境中，匹配濾波算法忽視了干擾信號，其性能都是最差的。迫零算法的性能和雙邊干擾抵消算法的性能近似，但是迫零算法由于需要求矩陣偽逆，復雜度遠高于雙邊干擾抵消算法，但是后者的計算時延要比迫零算法大。同時還應注意到，在3種信道環境下，基于雙邊干擾檢測算法的GFDM系統性能非常接近于沒有子載波間干擾存在情況下的OFDM系統性能，但是GFDM系統的頻譜效率，帶外功率泄露遠優于OFDM系統。

圖6 AWGN信道下GFDM和OFDM性能

圖7 信道A下的GFDM和OFDM性能

圖8 信道B下的GFDM和OFDM性能

4 結束語

廣義頻分復用(GFDM)調制解調技術由于具有較小的帶外功率泄露，能夠適用于離散的可用頻譜環境中，較OFDM系統更加適合于認知無線傳感器網絡應用，在未來無線通信網絡中會占有一席之地。對于頻率選擇性衰落信道環境下GFDM信號的檢測方案，基于雙邊干擾抵消的GFDM檢測算法在保留GFDM帶外功率泄漏小、頻譜利用率高等優點的基礎上，誤碼率性能優于迫零算法和匹配濾波檢測算法，接近于OFDM系統的誤碼率性能，而且算法的復雜度較低，利于后期工程實現。

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