面向5G通信的高效率非對(duì)稱Doherty功率放大器

魏茂剛,周峻民,陳文華

( 1.中國(guó)電子科技集團(tuán)公司第二十九研究所，四川 成都 610036；2.清華大學(xué) 電子工程系，北京 100084 )

0 引言

近年來(lái)，通信行業(yè)的快速發(fā)展對(duì)無(wú)線通信速率提出了更高的要求，作為通信收發(fā)系統(tǒng)重要組成部分的射頻功率放大器，它的性能很大程度上影響了無(wú)線通信速率。因此，高效率、大功率的高性能功放將更加迎合目前通信基站發(fā)展的需求。在工信部最新頒布的關(guān)于第五代移動(dòng)通信系統(tǒng)工作頻段相關(guān)事宜的通知中，S波段所涵蓋的3.4～3.6 GHz將成為第五代移動(dòng)通信技術(shù)(5G)通信的主要工作頻段之一[1]。

在目前的無(wú)線通信技術(shù)中，為滿足高頻譜利用率的要求，信號(hào)的峰均比被不斷提高，對(duì)功率放大器的回退區(qū)效率也提出了更高的要求[2]。

Doherty功率放大器因其結(jié)構(gòu)簡(jiǎn)單和較高的回退區(qū)效率而被設(shè)計(jì)者所青睞[3-4]，因此，在即將到來(lái)的5G通信系統(tǒng)中，該架構(gòu)仍將是收發(fā)末端射頻功率放大器的首選拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)。另外，由于傳統(tǒng)的Doherty功率放大器主功放后端高阻抗變換比的1/4波長(zhǎng)阻抗變換線限制了功放的帶寬擴(kuò)展[5-6]，因此在本研究中，將其移除并提出改進(jìn)式的輸出合路網(wǎng)絡(luò)結(jié)構(gòu)。與傳統(tǒng)的對(duì)稱Doherty功率放大器不同，非對(duì)稱Doherty功率放大器的主功放和輔功放采用非對(duì)稱的匹配結(jié)構(gòu)，主輔功放的飽和輸出功率不一致，實(shí)現(xiàn)優(yōu)于傳統(tǒng)6 dB的高回退量，以適應(yīng)高信號(hào)峰均比的需求[7-9]。

與GaAs、SiGe材料相比，GaN器件具有更高的熱導(dǎo)率和電子漂移飽和速度、更強(qiáng)的抗輻射能力、更高的擊穿電壓[10]，這些優(yōu)勢(shì)使其在小型化無(wú)線通信系統(tǒng)基站、衛(wèi)星通信和固態(tài)雷達(dá)發(fā)射系統(tǒng)等方面具有廣闊市場(chǎng)。

本文介紹了Doherty功放設(shè)計(jì)所采用的寬帶匹配網(wǎng)絡(luò)和諧波后匹配網(wǎng)絡(luò)結(jié)構(gòu)，并具體分析了該網(wǎng)絡(luò)寬帶和高效率設(shè)計(jì)的原理和設(shè)計(jì)思路。接著，基于Cree公司型號(hào)為CGHV40030的GaN晶體管，結(jié)合先進(jìn)設(shè)計(jì)系統(tǒng)(Advanced Design System)ADS的仿真結(jié)果進(jìn)行精確設(shè)計(jì)。最后，對(duì)加工后的功放進(jìn)行連續(xù)波信號(hào)和LTE調(diào)制信號(hào)測(cè)試，以驗(yàn)證Doherty功放寬帶高效率設(shè)計(jì)方法的可行性。

1 電路設(shè)計(jì)

Doherty功率放大器由主功放和輔功放組成。如圖1(a)所示，在傳統(tǒng)的Doherty架構(gòu)中，其輸出合路網(wǎng)絡(luò)由1/4波長(zhǎng)阻抗變換線和主輔功放的相位延遲線組成，同時(shí)，輸出合路網(wǎng)絡(luò)的后端網(wǎng)絡(luò)通過(guò)1/4波長(zhǎng)阻抗變換線將合路點(diǎn)阻抗匹配至標(biāo)準(zhǔn)的50 Ω。針對(duì)引言中所提到的傳統(tǒng)結(jié)構(gòu)存在的弊端，提出了圖1(b)所示的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，整體電路主要由輸入功分器、輸入寬帶匹配網(wǎng)絡(luò)(IMN)、輸出寬帶匹配網(wǎng)絡(luò)(OMN)、偏置網(wǎng)絡(luò)、改進(jìn)式輸出合路網(wǎng)絡(luò)、諧波后匹配網(wǎng)絡(luò)組成。相比于傳統(tǒng)結(jié)構(gòu)，改進(jìn)式輸出合路網(wǎng)絡(luò)移除了1/4波長(zhǎng)阻抗變換線，并通過(guò)選取合適的主輔功放的合路點(diǎn)阻抗，實(shí)現(xiàn)了優(yōu)于傳統(tǒng)6 dB的高回退量，同時(shí)提高了工作帶寬。諧波后匹配網(wǎng)絡(luò)取代了傳統(tǒng)的1/4波長(zhǎng)阻抗變換線，引入諧波匹配，提高了功率放大器的整體效率。本文基于上述的改進(jìn)Doherty結(jié)構(gòu)，采用對(duì)稱的GaN管芯實(shí)現(xiàn)了非對(duì)稱高效率寬帶Doherty功率放大器的設(shè)計(jì)。

圖1 Doherty功放原理圖

1.1 寬帶匹配網(wǎng)絡(luò)

功率放大器的輸出功率和效率等性能主要取決于輸入輸出匹配網(wǎng)絡(luò)。主功放和輔功放的輸入匹配網(wǎng)絡(luò)(IMN)均采用二階低通濾波的寬帶結(jié)構(gòu)以及高Q值的隔直電容，如圖2(a)所示，ZH1和ZH2是特征阻抗值較大的微帶線，ZL1和ZL2是特征阻抗值較小的微帶線，兩者間隔分布構(gòu)成低通濾波寬帶結(jié)構(gòu)；相應(yīng)的，如圖2(b)所示，輸出匹配網(wǎng)絡(luò)(OMN)采用漸變式阻抗匹配網(wǎng)絡(luò)，微帶線的特征阻抗值Z1、Z2、Z3、Z4依次漸變減少(或增加)，構(gòu)成漸變寬帶網(wǎng)絡(luò)。輸入輸出匹配網(wǎng)絡(luò)所采用的這兩種寬帶匹配方式僅應(yīng)用于基波匹配，諧波抑制通過(guò)后匹配完成。

圖2 主輔功放輸入及輸出寬帶匹配網(wǎng)絡(luò)

匹配時(shí)，為了保證整個(gè)頻段內(nèi)的功放性能，一般選取中心頻點(diǎn)3.5 GHz處的輸入輸出最優(yōu)阻抗作為基波匹配的阻抗。通過(guò)ADS負(fù)載牽引得知，其相應(yīng)的最優(yōu)源阻抗和負(fù)載阻抗分別為(2.75-j*10) Ω和(6.8+j*4.4) Ω。值得注意的是，進(jìn)行輸入輸出匹配設(shè)計(jì)時(shí)，在完成阻抗變換的前提下，應(yīng)使匹配微帶線(包含晶體管封裝所帶來(lái)的寄生參數(shù))的傳輸相位盡量限制在90°以內(nèi)，使匹配結(jié)構(gòu)盡可能地簡(jiǎn)單，這樣能夠一定程度上減少匹配網(wǎng)絡(luò)的路徑損耗，提高功放效率，增大功放的匹配帶寬[11-12]。

1.2 偏置網(wǎng)絡(luò)

偏置電路為功率放大器提供穩(wěn)定的靜態(tài)工作點(diǎn)，提供晶體管正常工作時(shí)的饋電電壓和靜態(tài)電流。偏置電路有兩個(gè)主要的設(shè)計(jì)目標(biāo)：第一，防止電源干擾信號(hào)進(jìn)入射頻通路，濾除電源噪聲；第二，防止射頻信號(hào)從偏置電路泄露而降低功放的整體效率，同時(shí)不影響電源性能，保證偏置電壓的穩(wěn)定。如圖2所示，輸入輸出的偏置網(wǎng)絡(luò)由電長(zhǎng)度為1/4波長(zhǎng)終端短路微帶線和射頻電容組成，既提供二次諧波射頻信號(hào)的短路地，同時(shí)作為基頻信號(hào)匹配的一部分。

1.3 改進(jìn)式輸出合路網(wǎng)絡(luò)

如圖1所示，與傳統(tǒng)的DPA拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)相比，本文所采用的Doherty改進(jìn)式輸出合路網(wǎng)絡(luò)移除了1/4波長(zhǎng)阻抗變換線，主輔功放僅分別采用一段相位延遲線。假設(shè)主功放和輔功放的飽和輸出電流分別為IM和IA，α表示IA/IM，并且設(shè)定主輔功放晶體管的漏極饋電電壓都是一致的(50 V)，則α也是輔功放與主功放的飽和輸出功率之比。RL是晶體管的最佳負(fù)載阻抗。ZM和ZA分別是主功放和輔功放的合路點(diǎn)負(fù)載阻抗。PM,sat和PM,low分別是主功放在飽和點(diǎn)和回退點(diǎn)的輸出功率。PA,sat是輔功放在飽和點(diǎn)的輸出功率。根據(jù)Doherty拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)的負(fù)載調(diào)制原理，可以得到如下方程。

α=IA/IM，

(1)

β=PM,sat/PM,low，

(2)

Pout,sat=PM,sat+PA,sat=PM,sat(1+α)，

(3)

OBO=10lgβ+10lg(1+α)，

(4)

(5)

(6)

在本文，Doherty功放按照整體7.5 dB的回退量以及主功放3.5 dB回退量進(jìn)行設(shè)計(jì)。式(4)中10lgβ表示主功放的回退量，根據(jù)式(1)～式(6)，再通過(guò)確定合適的合路點(diǎn)阻抗Zload，就能夠確定主輔飽和輸出功率比和主輔功放的飽和負(fù)載阻抗，經(jīng)過(guò)計(jì)算可以得到Zload=25Ω，α=1.51，β=2.24，ZM=62.75Ω，ZA=41.56 Ω。確定所有參數(shù)之后，進(jìn)行輸出合路點(diǎn)網(wǎng)絡(luò)的設(shè)計(jì)。圖3是用ADS仿真得到的ZM和ZA隨著輸出功率的仿真變化曲線，由圖可知，當(dāng)Doherty功放工作在低功率回退區(qū)時(shí)(@Low)，輔功放尚未開啟，ZA大于150 Ω，可近似為無(wú)窮大，輔路合路點(diǎn)可看成開路狀態(tài)；當(dāng)Doherty功放工作在高功率飽和區(qū)時(shí)(@PEP)，ZA逐漸降低至(1+1/α)RL；相應(yīng)的，ZM隨著輸入功率的增大從RL變化到(1+1/α)RL。

圖3 主輔功放合路點(diǎn)阻抗隨輸出功率的變化曲線

1.4 諧波后匹配網(wǎng)絡(luò)

傳統(tǒng)的Doherty架構(gòu)中，合路點(diǎn)網(wǎng)絡(luò)后端是1/4波長(zhǎng)的阻抗變換線，將合路點(diǎn)阻抗匹配至50 Ω。為更好地抑制諧波能量的消耗，提高功率放大器的效率，本文在輸出合路網(wǎng)絡(luò)之后引進(jìn)諧波后匹配網(wǎng)絡(luò)。如圖4所示，諧波后匹配網(wǎng)絡(luò)由三次諧波抑制網(wǎng)絡(luò)、二次諧波抑制網(wǎng)絡(luò)和隔直電容組成[13]。TL2是電長(zhǎng)度為1/12波長(zhǎng)的終端開路微帶線，其對(duì)三次諧波而言為1/4波長(zhǎng)阻抗變換線，C節(jié)點(diǎn)為開路點(diǎn)，經(jīng)過(guò)阻抗變換可知，B節(jié)點(diǎn)為三次諧波的短路點(diǎn)；同理再經(jīng)過(guò)TL1的阻抗變換，從A節(jié)點(diǎn)看，三次的輸入阻抗為無(wú)窮大，由此實(shí)現(xiàn)對(duì)三次諧波的抑制。TL4是電長(zhǎng)度為1/8波長(zhǎng)的終端開路微帶線，其對(duì)二次諧波而言為1/4波長(zhǎng)阻抗變換線，E節(jié)點(diǎn)為開路點(diǎn),經(jīng)過(guò)阻抗變換可知，D節(jié)點(diǎn)為二次諧波的短路點(diǎn)，實(shí)現(xiàn)對(duì)二次諧波的短路抑制。諧波后端匹配網(wǎng)絡(luò)除了實(shí)現(xiàn)諧波的有效抑制之外，還需要完成阻抗變換功能。因此，在該拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)的基礎(chǔ)上，對(duì)TL3和TL5等微帶線尺寸進(jìn)行整體優(yōu)化，以實(shí)現(xiàn)合路點(diǎn)阻抗Zload到50 Ω的阻抗變換。性能良好的諧波后匹配網(wǎng)絡(luò)能夠有效地減少高次諧波的能量，提高功放的整體效率。

圖4 諧波后匹配網(wǎng)絡(luò)

2 電路測(cè)試

為驗(yàn)證上述Doherty功放設(shè)計(jì)方法的可行性，筆者采用Taconic RF-35tc 的基板材料(介電常數(shù)εr=3.5，基板高度Hsub=30 mil)，對(duì)所設(shè)計(jì)的非對(duì)稱高效率Doherty放大器進(jìn)行加工，選取CGHV40030作為主輔功放的功率管，并使其分別偏置在AB類和C類狀態(tài)，即主功放晶體管柵極偏置在-2.82 V(90 mA),輔功放柵極偏置為-6.08 V,漏極電壓均為50 V。Doherty功率放大器實(shí)物如圖5所示。

圖5 DPA實(shí)物圖

2.1 連續(xù)波信號(hào)測(cè)試

對(duì)所加工的功放進(jìn)行測(cè)試，以驗(yàn)證實(shí)際功放的小信號(hào)和大信號(hào)特性。小信號(hào)模式下，對(duì)連續(xù)波信號(hào)進(jìn)行頻率掃描；大信號(hào)模式下，對(duì)功放進(jìn)行連續(xù)波輸入功率掃描。如圖6和圖7所示，在3.4～3.6 GHz頻帶內(nèi)，DPA的小信號(hào)的增益為14.9～16.1 dB，且增益動(dòng)態(tài)范圍不超過(guò)0.6 dB；大信號(hào)測(cè)試條件下，在3.5 GHz處，DPA有48.7 dBm的飽和輸出功率，最大功率附加效率(PAE)有67.2%，在7.5 dB回退處，功放的PAE有50.2%。在3.4～3.6 GHz頻帶內(nèi)，DPA有大于48.3 dBm的飽和輸出功率，同時(shí)保持55.7%～68.5%的飽和點(diǎn)PAE，以及48.1%～51%的7.5 dB回退點(diǎn)效率。

另外，在3.5 GHz處，對(duì)ADS的功放仿真結(jié)果和實(shí)測(cè)結(jié)果進(jìn)行了比較，如圖8所示，功放的仿真結(jié)果跟實(shí)測(cè)結(jié)果相近，Doherty功放的小信號(hào)增益實(shí)測(cè)結(jié)果比仿真結(jié)果小了近2 dB,但隨著輸入功率增大，實(shí)測(cè)增益壓縮度更小，顯示出更好的線性度，在回退量7.5 dB處，仍有14.9 dB的增益(僅壓縮1.2 dB)；對(duì)PAE而言，由于增益壓縮減少，回退區(qū)的PAE實(shí)測(cè)結(jié)果明顯優(yōu)于仿真結(jié)果。

圖6 增益和PAE隨輸出功率變化曲線

圖7 輸出功率隨輸入功率的變化曲線

圖8 仿真與實(shí)測(cè)下增益和效率隨輸出功率變化曲線(3.5 GHz)

2.2 LTE調(diào)制信號(hào)測(cè)試

LTE調(diào)制信號(hào)的測(cè)試結(jié)果更貼近于實(shí)際的基站通信情況。測(cè)試時(shí)，采用1載波(20 MHz)的LTE信號(hào)。選取中心頻點(diǎn)3.5 GHz和41 dBm輸出功率(7.5 dB的飽和回退點(diǎn))處進(jìn)行實(shí)驗(yàn)。圖9是Doherty在不采用數(shù)字預(yù)失真技術(shù)(DPD)和采用DPD線性化技術(shù)的功率譜密度對(duì)比圖[14-15]。做預(yù)失真前，其鄰信道功率比(ACPR)為-23.5 dBc，經(jīng)過(guò)校正，ACPR提升至-51 dBc，獲得了較好的線性度。經(jīng)計(jì)算，在41 dBm輸出功率處，所設(shè)計(jì)的非對(duì)稱DPA，漏極效率為52.5%，最大飽和附加效率為50.2%。

圖9 DPD前后功率譜密度對(duì)比圖

3 結(jié)束語(yǔ)

基于寬帶匹配網(wǎng)絡(luò)、偏置網(wǎng)絡(luò)、改進(jìn)式輸出合路網(wǎng)絡(luò)和諧波后匹配網(wǎng)絡(luò)設(shè)計(jì)了一款針對(duì)5G通信基站的3.4 GHz～3.6 GHz高效率非對(duì)稱的Doherty功率放大器，在該頻段內(nèi)，實(shí)現(xiàn)了大于48.3 dBm的飽和輸出功率，飽和點(diǎn)PAE高于55.7%，7.5 dB回退效率優(yōu)于48.1%。同目前DPA采用的設(shè)計(jì)方法相比，本文引進(jìn)了寬帶匹配網(wǎng)絡(luò)和諧波后匹配的高效率設(shè)計(jì)方法，并實(shí)現(xiàn)了7.5 dB回退區(qū)內(nèi)的高效率，大大提高了功放的工作效率，所設(shè)計(jì)的DPA在5G基站通信中具有廣闊的應(yīng)用前景。

[1] 趙明.工信部確定5G使用頻段[J].計(jì)算機(jī)與網(wǎng)絡(luò),2017(21):17-17.

[2] 呂關(guān)勝,陳文華，馮正和.Ka 波段非對(duì)稱 MMIC Doherty 功率放大器設(shè)計(jì)[J].微波學(xué)報(bào),2017,33(4):94-96.

[3] Kim J,Moon J,Kang D,et al.Doherty Power Amplifier Design Employing Direct Input Power Dividing for Base Station Applications[C]∥ Microwave Conference.IEEE,2010:866-869.

[4] Gan S,Pei C,Chu R.Design of a High-efficiency Doherty GaN Power Amplifier[C]∥ IEEE International Conference on Ubiquitous Wireless Broadband.IEEE,2016:1-4.

[5] Liu Q A,He S B,Shi W M.Design of 3.5GHz Linear High-efficiency Doherty Power Amplifier with Pre-matching[C]∥ Microwave Conference.IEEE,2015:1-3.

[6] Chen X,Chen W,Ghannouchi F M,et al.A 1.1GHz Bandwidth,46%-62% Efficiency Continuous Mode Doherty Power Amplifier[C]∥ Microwave Symposium.IEEE,2016:1-4.

[7] Son J,Kim I,Moon J,et al.A Highly Efficient Asymmetric Doherty Power Amplifier with a New Output Combining Circuit[C]∥ IEEE International Conference on Microwaves,Communications,Antennas and Electronics Systems.IEEE,2011:1-4.

[8] Lee J Y,Kim J Y,Kim J H,et al.A High Power Asymmetric Doherty Amplifier with Improved Linear Dynamic Range[C]∥ Microwave Symposium Digest,2006.IEEE MTT-S International.IEEE,2006:1348-1351.

[9] Markos A Z,Bathich K,G?lden F,et al.A 50 W Unsymmetrical GaN Doherty Amplifier for LTE Applications[C]∥ Microwave Conference.IEEE,2010:994-997.

[10] 林佳,黃浩生.第三代半導(dǎo)體帶來(lái)的機(jī)遇與挑戰(zhàn)[J].集成電路應(yīng)用,2017(12):83-86.

[11] Chen X,Chen W,Ghannouchi F M,et al.A 1.1GHz Bandwidth,46%-62% Efficiency Continuous Mode Doherty Power Amplifier[C]∥ Microwave Symposium.IEEE,2016:1-4.

[12] Maroldt S,Ercoli M.3.5-GHz Ultra-compact GaN Class-E Integrated Doherty MMIC PA for 5G massive-MIMO Base Station Applications[C]∥Microwave Integrated Circuits Conference (EuMIC),2017 12th European.IEEE,2017:196-199.

[13] Chen X,Chen W,Ghannouchi F M,et al.A Broadband Doherty Power Amplifier Based on Continuous-Mode Technology[J].IEEE Transactions on Microwave Theory & Techniques,2016,64(12):4505-4517.

[14] Jeong J,Van J,Cho J,et al.Linearization of a 3.7 GHz Multi‐carrier GaN HEMT Doherty Power Amplifier Using Digital Predistortion Method[J].Microwave & Optical Technology Letters,2010,52(3):634-638.

[15] Jiang T,Quaglia R,Camarchia V,et al.FPGA-based Digital Predistortion of A 3.5 GHz GaN Doherty Power Amplifier[C]∥ International Conference on Wireless Communications,Networking and Mobile Computing.IET,2014:20-24.