一種用于雙電機獨立控制的逆變器拓撲研究*

李 偉, 高 強

(上海交通大學(xué) 電氣工程系，上海 200240)

0 引 言

在石油開采、電動/混合動力汽車、航空航天等很多工業(yè)領(lǐng)域的應(yīng)用中，常常需要對兩臺電機進行高性能的獨立控制[1]。典型的單逆變器拓撲，即三橋臂二電平逆變器很難滿足這些需求。為此，很多學(xué)者開始研究能夠滿足需求的逆變器拓撲，從而減小系統(tǒng)的體積，降低系統(tǒng)成本。目前研究人員共提出了3種典型的逆變器拓撲，采取的方式都是兩臺電機共用幾個開關(guān)管或是電容，然后對傳統(tǒng)的正弦脈寬調(diào)制(Sinusoidal Pulse Width Modulation,SPWM)或空間矢量脈寬調(diào)制(Space Vector Pulse Width Modulation,SVPWM)進行相應(yīng)的改進，以此來減少成本，提高控制效果(如電機的額定狀態(tài)下穩(wěn)定運行效果和動態(tài)運行效果)。其中，文獻[2-3]提出了一種五橋臂拓撲，每個橋臂上有2個開關(guān)管，兩臺電機的c相共用其中一個橋臂。文獻[2]采取的調(diào)制方式是把一個開關(guān)周期分為兩等分，一半周期內(nèi)對電機1正常控制，對電機2用零矢量控制；另一半周期內(nèi)對電機2正常控制，對電機1用零矢量控制。顯然這種控制方式并沒有達到完全獨立控制，且控制效果非最佳。文獻[4-6]提出了一種四橋臂的拓撲，每個橋臂上有兩個開關(guān)管，采用的是2個傳統(tǒng)四開關(guān)逆變器共用直流母線電容的方式，2個四開關(guān)逆變器都使用SVPWM控制，由于是通過控制兩個橋臂來間接控制3個橋臂，控制效果不如直接控制3個橋臂，且2臺電機共用直流母線電容會造成電容中點電壓波動，從而影響?yīng)毩⒖刂菩Ч徊⑶疫@種拓撲能夠輸出的線電壓水平受到限制[7]，電機的性能(如最高轉(zhuǎn)速)受到限制。文獻[8-12]提出了一種九開關(guān)拓撲，采用3個橋臂，每個橋臂上有3個開關(guān)管，兩臺電機共用中間3個開關(guān)管，電機1使用上面6個開關(guān)管，電機2使用下面6個開關(guān)管。采用的控制方式是當(dāng)電機1正常工作時，下面3個開關(guān)管全部導(dǎo)通，電機2用零矢量控制；當(dāng)電機2正常工作時，上面3個開關(guān)管全部開通，電機1用零矢量控制。這種拓撲也難以實現(xiàn)對雙電機的完全獨立控制，控制效果非最佳。

現(xiàn)有的雙電機拓撲存在的問題是控制橋臂都需要共用開關(guān)管或者電容，將使得控制難度變高，很難實現(xiàn)獨立控制。在本文提出的這種改進的逆變器拓撲中，兩臺電機的控制橋臂并沒有共用開關(guān)管或者電容，所以很容易實現(xiàn)獨立控制，控制效果更好，且相對于五橋臂拓撲，開關(guān)器件也未增加。

本文首先介紹了改進的雙電機逆變器拓撲結(jié)構(gòu)，然后解釋了該拓撲所使用的控制策略和調(diào)制方式，最后在MATLAB/Simulink中建立含阻感負載的仿真模型和含雙電機負載的仿真模型，對其優(yōu)越性和可行性進行了驗證。

1 改進的雙電機逆變器拓撲

改進的雙電機逆變器拓撲如圖1所示。逆變器拓撲側(cè)使用2個串聯(lián)電容和10個開關(guān)管。通過2個串聯(lián)電容和VT1～VT4構(gòu)成電機M1的三相四開關(guān)逆變器，通過VT5～VT10構(gòu)成電機M2的三相電壓型全橋逆變器，其中2個串聯(lián)電容還用作2臺電機的直流母線電容。

圖1 改進的雙電機逆變器拓撲

本文提出的拓撲結(jié)構(gòu)看似與傳統(tǒng)五橋臂拓撲結(jié)構(gòu)一樣，實則有較大區(qū)別。傳統(tǒng)五橋臂拓撲如圖2所示，電機M1和電機M2的c相共用1個橋臂上的兩個開關(guān)管VT9、VT10，使得控制變得復(fù)雜。在改進的逆變器拓撲中2臺電機沒有共用開關(guān)管，電機M1可用三相四開關(guān)逆變器的控制方式進行控制，電機M2可用三相電壓型全橋逆變器的控制方式進行控制，兩者不會相互影響，真正實現(xiàn)了完全的獨立控制。

圖2 傳統(tǒng)五橋臂拓撲

2 控制策略

基于改進的雙電機逆變器拓撲的單臺電機的矢量控制策略的框圖如圖3所示。其與傳統(tǒng)矢量控制策略[13]相似，圖3中id電流給定根據(jù)弱磁控制id電流軌跡方程計算得到，iq電流給定由轉(zhuǎn)速偏差經(jīng)過1個PI 控制器后得到，采用轉(zhuǎn)速外環(huán)和電流內(nèi)環(huán)雙閉環(huán)控制。因為2臺電機使用的矢量控制策略類似，所以圖3僅表示單臺電機的矢量控制策略。

圖3 基于改進的雙電機逆變器的永磁同步電機矢量控制框圖

圖3中的id電流軌跡方程由電壓極限圓方程[14]推得，推導(dǎo)過程如下：

式中:Vom——電機M1、電機M2可以達到的相電壓基波幅值；

ω——電機1、電機2的電角速度。

忽略電阻壓降，近似可得：

進而可得id軌跡方程為

3 調(diào)制方式

改進的逆變器拓撲接阻感負載的電路圖如圖4所示，傳統(tǒng)五橋臂逆變器接阻感負載的電路圖如圖5所示，兩者采取的調(diào)制方式有所不同。改進的逆變器拓撲因為2個負載的橋臂沒有共用開關(guān)管或電容，所以2個負載的調(diào)制不會相互影響，可對三相四開關(guān)逆變器采取SVPWM[15]調(diào)制，對三相電壓型全橋逆變器也采用SVPWM[16]調(diào)制，這種拓撲下只需采用普通的調(diào)制方式就可以既保證獨立控制又保證2個負載的穩(wěn)態(tài)動態(tài)運行效果。傳統(tǒng)的五橋臂逆變器因為2個負載的橋臂共用開關(guān)管，故2個負載的調(diào)制會相互影響，需對傳統(tǒng)的調(diào)制方式進行改變以適應(yīng)傳統(tǒng)五橋臂拓撲，如文獻[3]采取的調(diào)制方式是共用相c相的調(diào)制波為零，負載RL1的1a相的調(diào)制波為U1a-U1c，負載RL1的1b相的調(diào)制波為U1b-U1c，負載RL2的2a相的調(diào)制波為U2a-U2c，負載RL2的2b相的調(diào)制波為U2b-U2c。

圖4 改進的逆變器拓撲接阻感負載的電路圖

圖5 傳統(tǒng)五橋臂逆變器接阻感負載的電路圖

改進的逆變器拓撲中三相四開關(guān)逆變器采取SVPWM[15]調(diào)制，負載RL1的電壓利用率可以達到50%，三相電壓型全橋逆變器也采用SVPWM[16-17]調(diào)制，負載RL2的電壓利用率可以達到100%；傳統(tǒng)的五橋臂逆變器采用文獻[3]所述的調(diào)制方式，負載RL1和負載RL2的電壓利用率都僅能達到50%[18-20]。

4 系統(tǒng)仿真驗證

仿真分為：接阻感負載比較新逆變器拓撲和傳統(tǒng)五橋臂的電壓利用率的仿真；接電機負載看電機運行效果的仿真。以此說明改進的逆變器拓撲的優(yōu)越性和可行性。

4. 1 接阻感負載系統(tǒng)仿真驗證

按照圖4和圖5搭建改進的逆變器拓撲和傳統(tǒng)五橋臂接阻感負載的仿真模型。對改進的逆變器拓撲使用文獻[15]所述的SVPWM調(diào)制方式對三相四開關(guān)逆變器進行調(diào)制，使用文獻[16]所述的SVPWM調(diào)制方式對三相電壓型全橋逆變器進行調(diào)制，對傳統(tǒng)五橋臂使用文獻[3]的調(diào)制方式進行調(diào)制。

采用的網(wǎng)側(cè)電壓幅值為311 V工頻正弦波，各硬件參數(shù)分別如下：輸入電感L為1 mH，電容為470 μF；開關(guān)器件為600 V、25 A的IGBT，開關(guān)頻率設(shè)置為10 kHz；負載RL1每一相的電阻為7.1 Ω，每一相的電感為67.5 mH；負載RL2的每一相電阻為0.8 Ω，每一相的電感為4.44 mH。

仿真結(jié)果主要是比較改進的逆變器拓撲和傳統(tǒng)五橋臂拓撲的直流電壓利用率的區(qū)別，以此說明改進的逆變器拓撲的優(yōu)越性。

改進的逆變器拓撲中，設(shè)負載RL1三相給定電壓分別為

圖6 改進的逆變器拓撲中UL1和U1a1b的關(guān)系

圖7 改進的逆變器拓撲中UL2和U2a2b的關(guān)系

按照同樣的方法，在傳統(tǒng)五橋臂拓撲中，負載RL1的給定線電壓的幅值UL1和實際線電壓U1a1b基波幅值U1a1b的關(guān)系如圖8所示。負載RL2的給定線電壓的幅值UL2和實際線電壓U2a2b基波幅值U2a2b的關(guān)系如圖9所示。

由圖6和圖7可知，在改進的逆變器拓撲中，負載RL1的直流電壓利用率最大可達50%，負載RL2的直流電壓利用率最大可達100%，電壓利用率之和最大為150%。

圖8 傳統(tǒng)五橋臂中UL1和U1a1b的關(guān)系

圖9 傳統(tǒng)五橋臂中UL2和U2a2b的關(guān)系

由圖8和圖9可知，在傳統(tǒng)五橋臂拓撲中，負載RL1的直流電壓利用率最大可達50%，負載RL2的直流電壓利用率最大可達50%，電壓利用率之和最大為100%。

4. 2 接電機負載系統(tǒng)仿真驗證

按照圖1和圖2搭建基于改進的雙電機逆變器的永磁同步電機矢量控制系統(tǒng)的仿真模型。電機M1的參數(shù)如表1所示，電機M2的參數(shù)如表2所示。按第2節(jié)的控制策略和文獻[15]所述的SVPWM調(diào)制方式及文獻[16]所述的SVPWM調(diào)制方式建立對應(yīng)的控制系統(tǒng)。

采用的網(wǎng)側(cè)電壓為幅值為311 V工頻正弦波，各硬件參數(shù)分別如下：輸入電感L為1 mH，選用兩個470 μF電容組進行串聯(lián)，開關(guān)器件為600 V、25 A的IGBT，開關(guān)頻率設(shè)置為10 kHz。

表1 電機M1參數(shù)

表2 電機M2參數(shù)

仿真結(jié)果分為：額定狀態(tài)下的穩(wěn)態(tài)仿真結(jié)果和動態(tài)下的仿真結(jié)果。以此說明改進的逆變器拓撲的可行性。

4. 2. 1 電機負載額定狀態(tài)下的仿真結(jié)果

電機M1的轉(zhuǎn)速給定為以斜坡增加最終穩(wěn)定在額定轉(zhuǎn)速5 400 r/min，轉(zhuǎn)速跟蹤波形如圖10所示，負載轉(zhuǎn)矩為額定轉(zhuǎn)矩2.38 N·m，轉(zhuǎn)矩跟蹤波形如圖11所示，id和iq的跟蹤波形如圖12所示。電機M2的轉(zhuǎn)速給定為以斜坡增加最終穩(wěn)定在額定轉(zhuǎn)速850 r/min，轉(zhuǎn)速跟蹤波形如圖13所示，負載轉(zhuǎn)矩為額定轉(zhuǎn)矩6.3 N·m，轉(zhuǎn)矩跟蹤波形如圖14所示，id和iq的跟蹤波形如圖15所示。

圖10 電機M1的轉(zhuǎn)速跟蹤波形

圖11 電機M1的轉(zhuǎn)矩跟蹤波形

圖12 電機M1的id、iq跟蹤波形

圖13 電機M2的轉(zhuǎn)速跟蹤波形

圖14 電機M2的轉(zhuǎn)矩跟蹤波形

由圖10～圖15可知，在改進的雙電機逆變器的控制下，電機能夠很好地跟隨給定轉(zhuǎn)速和給定轉(zhuǎn)矩，具有良好的靜態(tài)性能。

4. 2. 2 電機負載動態(tài)下的仿真結(jié)果

電機M1的轉(zhuǎn)速給定為斜坡增加至額定轉(zhuǎn)速5 400 r/min，2 s后跳變至2 000 r/min，負載轉(zhuǎn)矩初始為1 N·m，5 s后跳變至額定轉(zhuǎn)矩2.38 N·m。電機M2的轉(zhuǎn)速給定為斜坡增加至額定轉(zhuǎn)速850 r/min，3 s后跳變至500 r/min，負載轉(zhuǎn)矩初始為4 N·m，4 s后跳變至額定轉(zhuǎn)矩6.3 N·m。相應(yīng)的波形圖如圖16～圖21所示。

由圖16～圖21可知，在改進的雙電機逆變器的控制下，電機能夠很好地跟隨給定轉(zhuǎn)速和給定轉(zhuǎn)矩，具有良好的動態(tài)性能，且可以發(fā)現(xiàn)電機M1的轉(zhuǎn)速、轉(zhuǎn)矩及id、iq的波動只發(fā)生在2 s和5 s時刻，所以電機M2的轉(zhuǎn)速、轉(zhuǎn)矩突變不會影響電機M1的運行，相應(yīng)地，電機M1的轉(zhuǎn)速轉(zhuǎn)矩突變不會影響電機M2的運行，可見這兩臺電機是被獨立控制的。

圖15 電機M2的id、iq跟蹤波形

圖16 電機M1的轉(zhuǎn)速跟蹤波形

圖17 電機M1的轉(zhuǎn)矩跟蹤波形

圖18 電機M1的id、iq跟蹤波形

圖19 電機M2的轉(zhuǎn)速跟蹤波形

圖20 電機M2的轉(zhuǎn)矩跟蹤波形

圖21 電機M2的id、iq跟蹤波形

5 結(jié) 語

本文指出了傳統(tǒng)雙電機逆變器拓撲存在的問題，在此基礎(chǔ)上提出一種改進的雙電機逆變器拓撲，最后在Simulink環(huán)境下進行了仿真，從額定穩(wěn)態(tài)和動態(tài)兩方面驗證了改進的雙電機逆變器拓撲的可行性，從電壓利用率的角度驗證了改進的雙電機逆變器拓撲的優(yōu)越性。仿真結(jié)果表明所提逆變器拓撲擁有良好的動態(tài)靜態(tài)性能，且電壓利用率較高。

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