開關模式（D類）音頻功率放大器的設計及運用

郭哲

（廣東省中山市中等專業學校，廣東中山，528400）

1 音頻功率放大器概述

音頻功率放大器是音響電路中不可缺少的、起重要作用的放大器，它的任務是對已放大的電壓信號進行功率放大，得到足夠大的輸出功率去推動揚聲器發聲，并且減少自身的損耗。傳統模擬放大器有甲類（A類）、乙類（B類）和甲乙類（AB類）等。一般的小信號放大都是A類功放，理論效率值最高為50%。B類放大理想效率高達78.5%，但信號失真嚴重。實際電路加一點偏置，就形成AB類功放，這樣一來效率也隨之降低。然而，若采用D類放大器，情況就有所不同了，此功放工作在開關狀態，理論狀態晶體管導通時的內阻為零，兩端沒有電壓，當然沒有功率消耗；而截止時，內阻無窮大，電流又為零，也不消耗功率。所以作為控制元件的晶體管本身不消耗功率，電源利用率就特別高，輸出效率能達到100%。也正因為如此，它不需要散熱片，功放體積可以做得更小。

2 D類音頻功率放大器的工作原理與設計

D類功放也稱數字功放，它不同于A類、B類和AB類工作方式，它采用切換電壓方式的同時利用PWM信號控制導通時間以放大信號。其輸出級的工作狀態要么完全導通，要么完全截止，因此輸出器件的功率甚小。由于D類功放利用晶體管快速切換的開關特性，以開關方式把模擬音頻信號進行脈寬調制（PWM），使它的效率遠比A類、B類和AB類要高得多。在電源電壓為額定值時，D類功放的效率達80%以上。D類放大器分為5個主要組成部分：音頻輸入電壓放大、基準三角波裝置、PWM脈寬調制、功率放大輸出、低通濾波和負載。

D類放大器的輸出晶體管工作時處于完全導通和截止狀態，在“導通”與“截止”之間幾乎沒有線性區域，這就是D類放大器與傳統放大器的主要區別。輸入的音頻信號為模擬信號，在音頻放大模塊進行電壓的放大調整，然后與三角波發生器產生的等幅三角波進行電壓比較，形成被調制的脈寬信號PWM，脈寬信號是一種脈沖寬度隨輸入信號的幅度大小變化而變化的方波信號。輸入信號電壓高，就意味著占空比高，此脈沖信號被功率放大器放大后送到濾波器進行濾波（即解調），濾掉PWM的高頻載波，最后推動揚聲器發音。理論上，D類放大器能有100%的輸出功率，但是在實際的工作中受到種種原因、條件的影響與限制，輸出效率只能接近此理想值。

■2.1 電路設計制作參數要求

在實踐教學中，我要求學生按以下參數進行設計：(1)電路使用6V直流電源；(2)電路輸出功率為1W左右；(3)音頻放大器的頻率響應范圍為50Hz～20kHz；(4)功放管應處于開關狀態，音頻信號調制高頻信號，要求有低頻濾波器；(5)電源效率要不小于60%；(6)電路負載為8Ω。

■2.2 電路設計

D類放大器的各個模塊分別是音頻輸入放大、三角波發生器、電壓比較器、H橋形功率輸出和濾波器。

圖1

2.2.1 音頻輸入放大電路

圖1所示，本電路采用了TL062集成運放，此運放的高頻響應較好，通頻帶理論值達到0～20kHz。電源消耗功率低，特別在待機狀態下電源供電時，該集成運放內部各點對地的電壓都將相應提高，因而輸入電流小。另外本電路采用單電源供電，大大降低制作成本。但是雙電源的集成運放由單電源供電，輸入電壓為零時，輸出不為零，這無法通過調零電路解決的。為使雙電源集成運放在單電源供電下能正常工作，必須將輸入端的電位提升。

電路中的R22、R10是電位提升電阻（即偏置電阻），靜態時的輸出電平為R10Vcc/(R10+R22)=1/2Vcc。電容C14為隔直流電容。電路的放大倍數為Au=(R23+R24)/R14。為了使電壓放大倍數得到連續調整，將電阻R23設置成可變電阻。當R23=0時，Au=R24/R14=1倍；當R23=120k時，Au=38.5倍。

因為放大器推動的是一個變化的負載，那么為了在負載變化時保證放大器的輸出電壓比較穩定，就在前級放大器后接入電壓跟隨器。電壓跟隨器具有極高的輸入阻抗和很小的輸出阻抗，因此音頻輸入放大電路的帶負載能力較強。

2.2.2 三角波發生器電路

三角波是最適合作為載波信號，正如上所述，載波頻率的選擇必須在好的高頻輸出波形和大的開關損耗之間權衡。也就是說載波頻率的選擇必須兼顧好解調輸出波形和高的電源效率。降低載波頻率能減少開關損耗，提高載波頻率則更有利于輸出濾波器的解調。本電路采用100kHz的載波頻率。

本電路是由三級門電路CD4069B組成的標準基準三角波，一般壓控振蕩器都用正負電源，而本電路只用一個電源，電路如圖2所示。R2這可變電阻起三角波幅值的微調作用，當采用CD4000B系列反相器時，振蕩頻率在150kHz以內為宜。電容C1應該是無極性的電容器，且漏電應該十分小，所以選用瓷片電容。電路的振蕩頻率為f=R8/4CR11(R1+R2)×{1-[(2R11/R9)×(2R11/R9)]×[(Ei/VCC-1/2)×(Ei/VCC-1/2)]}。其中 Ei是輸入電壓。

圖2

2.2.3 電壓比較器電路

本電路如圖3所示，采用LM339集成塊作為電壓比較器的核心元件。該集成芯片具有較高的轉換速率，適應電壓范圍較廣，約在2～36V范圍；響應時間為300ns。利用它能將三角波、信號波形轉換成為矩形波，能獲得比較理想的上升沿和下降沿，即使頻率高達250kHz也能勝任。

由于電源電壓為單電源（+6V），所以兩個輸入端均使用了分壓比為1/2的分壓器，將輸入端電位定為電源電壓的一半。C2、C3用來隔直流。

圖3

2.2.4 H橋形功率輸出級電路

為了加快開關速度，降低功率的消耗，選用了增強型VMOS對管IRF9540和IRF540構成H橋功率輸出級。如圖4所示，這種三極管的導通電阻很小，約在0.5Ω以下，這就使得三極管對后面8Ω的負載的影響就微乎其微。同時MOS管的開關速度也非常高，在用CD4069做驅動的情況下輸出矩形波的上升沿與下降沿非常陡，另外所選的VMOS管的擊穿電壓都很高，要求≥400V，所以電路中省掉了過壓保護電路。

另外為了簡化電路，將H橋的左橋臂的輸出直接連接到右臂的輸出端，這樣便省去了一個驅動電路，事實證明這是完全可行的。H 橋工作原理：當CD4069驅動電路輸出低電平時，Q1的VGS<0(Q1、Q2的1腳為G極，2腳為S極，3腳為D極)，Q1導通，Q4的VGS>0，（Q3、Q4的1腳為G極，2腳為D極，3腳為S極），Q4導通。信號流向是從Q1的S、D極→L1→L3→R17→C13→L4→L2→Q4的D、S極→地；當CD4069驅動電路輸出為高電平時，Q3的VGS>0，Q3導通，Q2的VGS<0，Q2導通，信號流向是從Q2的S、D極→L2→L4→C13→R17→L3→L1V→Q3的D、S極→地。

2.2.5 輸出濾波器電路

圖4

如圖5所示,放大后的音頻脈沖電流，經過4級的巴特奧茲低通濾波器，濾除PWM產生的高頻干擾。這種濾波器對幅頻響應的要求是：在小于截止頻率的范圍內，具有最平幅度的響應，而在大于截止頻率時，幅頻響應迅速下降。電路中L1=L2=50μH；L3=L4=11.5μH。 公 式 為C=1.414/(RL×4×3.14×fo)，L=1.414×RL/4×3.14×10)，Fo是濾波器的截止頻率。

圖5

3 技術展望

由于D類放大器的開關特性，從實用的角度來說，只要PWM有足夠的精度和頻率，就有可能獲得可接受的控制特性及不錯的音頻效果。精度應該是16位（或更大），PWM載波頻率應不低于音頻帶寬的12倍，最好是25倍。跟其它音頻設備一樣，提高動態范圍的精度也很重要。標準CD播放器的精度是16位。另外由于PDM（脈沖密度調制）方式的數字放大器的開發，D類放大器在音響HI-FI領域中前景一片光明。

* [1]華中工學院工業電子學教研室編，康華光主編：電子技術基礎—模擬部分（第三版）[M]，高等教育出版社.1997,6.

* [2]沈嗣昌 蔣璇 臧春華主編，數字系統設計基礎（第二版）[M]，航空工業出版社，1996.

* [3]朱達成 張寶玉 張文駿編著,模擬集成電路的特性及應用[M]，航空工業出版社，1994.

* [4]段九州主編,振蕩電路實用設計手冊[M]，遼寧科學技術出版社，2002,8.