一種緊湊型雙極化電磁偶極子天線設計

余文勝，張忠祥，吳先良，張奧運

（1. 安徽大學 電子信息工程學院，安徽 合肥 230601；2. 合肥師范學院 電子信息工程學院，安徽 合肥230601；3. 偏振光成像探測技術安徽省重點實驗室，安徽 合肥 230031）

隨著現代通信技術的快速發展，無線通信系統變得越來越復雜，這對于系統中的天線部件提出了更高的要求。小型化、寬頻帶天線成為了通信天線的主流設計方向；另外，使用雙極化天線能夠通過極化分集和頻率復用來有效增加通信容量和減少多徑衰落，這也使得雙極化天線在通信領域備受關注。

近些年來，電磁偶極子天線因其具有穩定的單向輻射能力，在通信系統中被廣泛關注。在國內外已經發表的論文中，具有不同特性的電磁偶極子天線陸續被提出[1-5]，例如低剖面特性、雙極化特性以及圓極化特性。但是上述文獻中所設計天線均不能同時滿足阻抗帶寬覆蓋 1.7～2.7 GHz的通信頻段和實現雙極化要求。例如在文獻[5]中，通過使用加載超材料方法實現了電磁偶極子天線的小型化，該天線實現了1.7～2.67 GHz的阻抗帶寬，但是未能實現雙極化功能，并且由于加載超材料方式導致天線結構相對復雜。此外，印刷偶極子天線和寬帶單極子天線因質量小、低損耗以及剖面低等特性在通信系統中也得到了廣泛使用[6-8]。例如文獻[8]提出了一種緊湊型雙極化印刷偶極子天線。該天線實現了 52%的相對帶寬，同時獲得了穩定增益。但是該天線結構復雜，難于組裝制造，并且天線尺寸較大。

基于以上研究，本文提出了一種±45°緊湊型雙極化電磁偶極子天線。該天線阻抗帶寬覆蓋了1.7～2.7 GHz的常用通信頻段，并且用較為簡單的結構實現了天線的小型化、寬頻帶以及雙極化要求。與初始設計天線模型相比，該天線具有更寬的阻抗帶寬以及更小的尺寸。此外，該天線具有穩定的增益以及良好的單向輻射能力，可以被應用在無線通信系統中。

1 天線結構和設計原理

本文設計的電磁偶極子天線主要分為天線輻射部分和天線饋電部分，天線結構如圖1所示。整個天線輻射部分材料是鋁。接地板尺寸是130 mm×130 mm×1 mm。其中天線輻射部分由垂直短路面、平面偶極子天線以及底板三部分構成。天線輻射部分初始設計如圖2(a)中模型A所示。通過改變天線輻射表面的形狀，延長了表面輻射電流路徑，從而實現了天線的小型化。最終設計模型如圖 2(b)中模型 B所示。經計算，模型B與模型A相比，面積減小了14%。

圖1 天線3D結構模型圖Fig.1 3-D view of proposed antenna

圖2 天線輻射表面電流分布圖Fig.2 Simulated current distribution on antenna radiating patch

如圖3展示最終天線輻射部分的三視圖。平面偶極子天線的形狀是不規則的五邊形，厚度是 1 mm。為了減少組裝和測試誤差，整個天線輻射部分采用一體化設計。呈對稱分布的垂直短路面頂部連接平面偶極子天線，底部通過一個厚度為1 mm的底板相連。通過底板上中間的孔可將輻射部分與地板固定在一起，天線饋電部分末端穿過其余兩個孔與同軸線連接頭相連給天線饋電。

圖3 天線輻射部分三視圖Fig.3 Top and side views of the radiating element

減小天線水平輻射面的尺寸，會影響天線的阻抗帶寬。本文設計出了一種采用兩條相互正交的線性漸變Γ型饋線對天線進行耦合饋電，如圖4(a)所示。每一個Γ型饋線由兩部分構成：垂直傳輸線部分和耦合線部分。垂直傳輸線是一條線性漸變線，耦合線部分是一條倒L形狀的饋電帶。Γ型饋線距離垂直短路面的距離G=1.8 mm。為了減小不同極化之間的耦合影響，提高天線的隔離度，兩條天線饋線被設計成了不同高度。

為了展寬天線的工作帶寬，實現更好的阻抗匹配，在垂直傳輸線以及耦合線末端都引入了線性漸變結構，其等效電路模型如圖4(b)所示。Γ型饋線底部連接著同軸線轉接頭（SMA），與相鄰的垂直短路面構成了特性阻抗為Z0的傳輸線。饋線頂部給天線水平輻射面饋電，可以等效為末端負載阻抗ZL。線性漸變傳輸線可以看成長度為ΔL的 N個增量節組成，從上一節到下一節的阻抗變化為ΔZ/N。當節數N無限多時，各節之間的特征阻抗的階躍變化ΔZ/N隨之減小。如式(1)[9]所示，當ΔZ足夠小時，每一節的階梯增量反射系數ΔΓ也非常小，因此天線可以實現較寬頻帶內的阻抗匹配，從而展寬天線工作帶寬。

圖4 天線Γ型饋線模型圖Fig.4 Geometry and equivalent-circuit of the orthogonal Γ-shaped feeding strips

天線各部分結構具體尺寸如下：L1=26.4 mm，L2=12.6 mm，L3=4.4 mm，L4=15.8 mm，W1=5.4 mm，W2=4.8 mm，W3=1.4 mm，W4=5 mm，W5=4.8 mm，W6=1.8 mm，H1=37 mm，H2=34.5 mm，H3=3 mm，H4=17 mm，H5=32.5 mm，H6=18.9 mm，G=1.8 mm。

為了更好地分析天線的輻射特性，本文利用HFSS13.0軟件研究了影響天線性能的兩個關鍵參數。

Γ型饋線與垂直短路面之間的距離G對天線回波損耗S11的影響如圖5所示。G的大小主要控制天線垂直短路面與饋電傳輸線之間的電磁耦合程度，可以發現，當G逐漸增大，天線的諧振頻率逐漸向高頻段偏移。這是因為隨著Γ型饋線的傳輸線部分遠離垂直短路面，兩者之間的電磁耦合程度下降。Γ型饋線的傳輸線將能量更多地傳輸到了Γ型饋線的耦合線部分，從而天線水平輻射面耦合能量得到增強。輻射能量更多地集中于靠近垂直短路面的部分，因此天線的諧振頻率逐漸向高頻段偏移。綜上所述，當G=1.8 mm時，天線在無線通信頻段內達到了最佳諧振效果。

圖5 Γ型饋線與垂直短路面之間的距離G對S11參數的影響Fig.5 Influence of distance G between Γ-shaped feeding strip and vertically oriented shorted patch on the antenna return loss

Γ型饋線水平耦合線的長度L4對于天線的阻抗帶寬影響如圖6所示。可以發現，L4是影響天線高頻段阻抗匹配的重要參數之一。當L4逐漸增大時，天線在高頻部分的諧振點逐漸往低頻方向移動，天線諧振帶寬逐漸減小。這是因為隨著水平耦合線的長度L4的增加，天線在高頻段阻抗逐漸失配。綜合考慮天線的諧振頻段，取L4=15.8 mm時，天線的輻射性能最好。

圖6 Γ型饋線水平耦合線的長度L4對S11參數的影響Fig.6 The influence of the length L4 of the Γ-shaped feeding strips horizontal coupling line on the antenna return loss S11

2 測試結果及分析

基于上述天線原理分析和參數分析，制作出了電磁偶極子天線的實物，如圖7所示。天線輻射部分與饋電體通過塑料夾具固定在一起，夾具由ABS 3D打印材料制作。利用矢量網絡分析儀對天線的S參數進行測量，并且在微波暗室測量了天線的增益和遠場輻射方向圖。

圖7 天線實物圖Fig.7 Photograph of fabricated antenna

所設計天線的仿真以及實測S參數如圖8所示。天線在1.63～2.78 GHz內，實測S11參數和S22參數均低于–15 dB。并且天線兩個端口的隔離度 S21在1.7～2.7 GHz頻段內均低于–25 dB?？梢钥闯?，天線的實測S參數與仿真S參數存在著不同，主要是由于天線實物的饋電部分與同軸線接頭焊接時，所導致的阻抗匹配程度減弱。并且，天線實物加工以及測量也會產生一定誤差。

圖8 天線S參數仿真和測試結果圖Fig.8 Simulated and measured S-parameters of proposed antenna

天線的測試增益如圖9所示。可以看出，天線分別在端口1饋電和端口2饋電時，測試的增益數據在所需要的頻段內比較穩定，平均增益均高于 8 dBi。端口1與端口2的增益不一致，這是由于兩個不同端口的饋電體高度不相同所導致的。

圖9 天線增益測試結果圖Fig.9 Measured gains of proposed antenna

天線在端口 1饋電時，1.7，2.2以及 2.7 GHz處的實測方向圖如圖10所示?？梢钥闯觯O計天線在1.7～2.7 GHz頻段內具有良好的單向輻射特性，天線在E面和H面的3 dB波瓣寬度和前后比值如表1所示。并且由天線的輻射方向圖可以看出，天線的主方向交叉極化比在整個頻段內均大于17 dB。

表1 天線的半功率波瓣寬度和前后比值Tab.1 Measured 3 dB beamwidth and front-to-back ratio

圖10 天線在端口1饋電時的輻射方向圖Fig.10 Measured radiation patterns for port1 at 1.7, 2.2 and 2.7 GHz

3 結論

設計了一種使用 Γ型饋線耦合饋電的±45°緊湊型雙極化電磁偶極子天線。通過改變天線輻射面的形狀減小了天線的尺寸。利用線性漸變的Γ型饋線實現了更好的阻抗匹配，展寬了天線的帶寬。天線結構緊湊、簡單、尺寸小，工作頻段覆蓋了常用2G、3G、LTE通信頻段，并且在該通信頻段內具有良好的單向輻射能力。因此，所設計天線能夠適用于移動通信系統，也可以作為基站天線的一個陣列單元來使用。

參考文獻：

[1]WONG H, LAI H W. Substrate integrated magneto-electric dipole antenna for 5G Wi-Fi [J]. IEEE Trans Antenna Propagation, 2015, 63(2): 870-874.

[2]肖永才, 李卓群. 新型低剖面輻射單元及小型雙極化天線 [J]. 微波學報, 2014, 30(3): 37-40.

[3]CHEN S B, LUK K M. High performance dual-band dual-polarized magneto-electric dipole base station antenna[C]//2014 Asia-Pacific Microwave Conference. NY, USA:IEEE, 2014: 321-323.

[4]LI M J, LUK K M. A wideband circularly polarized antenna for microwave and millimeter-wave applications[J]. IEEE Trans Antenna Propagation, 2014, 62(4):1872-1879.

[5]LI M J, LUK K M, GE L, et al. Miniaturization of magneto-electric dipole antenna by using metamaterial loading [J]. IEEE Trans Antenna Propagation, 2016, 64(11):4914-4918.

[6]ZHU Q J, YANG S W, HUANG M, et al. A dual-layered printed dipole antenna with parasitic strips [J]. Microwave Opt Technol Lett, 2012, 54(6): 1517-1520.

[7]鄭燚, 胡少文, 吳毅強. 一種新型的超寬帶平面單極子天線研究 [J]. 電子元件與材料, 2014, 33(6): 38-41.

[8]GUO Y S, YANG S W, LI J X, et al. A compact dual-polarized printed dipole antenna with high isolation for wideband base station application [J]. IEEE Trans Antenna Propagation, 2014, 62(8): 4392-4395.

[9]廖承恩. 微波技術基礎 [M]. 西安: 西安電子科技大學出版社, 2013: 55-56.