過模同軸-2路矩形波導(dǎo)功分器的設(shè)計(jì)與實(shí)驗(yàn)

張健穹,劉慶想,李相強(qiáng),梁　源,門滿洲

(西南交通大學(xué)物理科學(xué)與技術(shù)學(xué)院,四川 成都 610031)

功分器是一種常見的微波器件,在微波各頻段都有廣泛的使用,根據(jù)應(yīng)用需求的不同實(shí)現(xiàn)方式和性能也有一定差異[1].根據(jù)使用傳輸線不同,有平面式[2-3]和波導(dǎo)式[4-5]等,近年來研究較為火熱的手征材料也有見在其中應(yīng)用并獲得新的成果[6].對于應(yīng)用于高功率微波的功分器,在實(shí)現(xiàn)高傳輸效率的同時(shí)還應(yīng)具備對高功率微波源輸出模式的功率分配和具有較高的功率容量.

過模同軸波導(dǎo)是一種常用的高功率微波源輸出結(jié)構(gòu),輸出模式通常為旋轉(zhuǎn)對稱的TEM (transverse electromagnetic mode)模[7]或者TM01模[8].目前,國內(nèi)外學(xué)者對同軸波導(dǎo)到矩形波導(dǎo)的功分器已開展了相關(guān)研究.Bialkowski等提出的1分N路功分器[9],微波由同軸輸入后經(jīng)過徑向線結(jié)構(gòu)的過渡,再由N路矩形波導(dǎo)輸出,該功分器的內(nèi)部結(jié)構(gòu)采用介質(zhì)固定,影響了功率容量的提高.余川等研究了一種同軸TEM-矩形TE10模式變換器[10],可實(shí)現(xiàn)2/4路矩形波導(dǎo)輸出,同軸波導(dǎo)內(nèi)導(dǎo)體貫穿了矩形波導(dǎo)的上表面,形成了一個(gè)短路壁,用于調(diào)節(jié)匹配,該結(jié)構(gòu)不需要引入介質(zhì)進(jìn)行固定,適用于高功率微波應(yīng)用,但該結(jié)構(gòu)的入口同軸波導(dǎo)為非過模同軸波導(dǎo),在過模條件下無法實(shí)現(xiàn)2路矩形波導(dǎo)輸出.吳峰濤等對同軸波導(dǎo)到2/4路同軸波導(dǎo)的高功率超寬帶功率分配器[11]進(jìn)行了研究,采用多個(gè)同軸波導(dǎo)相互鉸鏈結(jié)構(gòu),可實(shí)現(xiàn)由同軸波導(dǎo)輸入,直接轉(zhuǎn)換為2/4路同軸波導(dǎo)輸出的功率分配形式,但該技術(shù)方案沒有明確輸入同軸波導(dǎo)是否適用于過模同軸波導(dǎo),且由同軸波導(dǎo)進(jìn)行傳輸相對矩形波導(dǎo)而言會產(chǎn)生更大的損耗.文獻(xiàn)[12]研究了一種同軸波導(dǎo)到16路矩形波導(dǎo)功率分配器,實(shí)現(xiàn)了各端口的等路徑等幅同相輸出并滿足高功率應(yīng)用需求,但該功分器方案不能實(shí)現(xiàn)兩路矩形波導(dǎo)輸出.文獻(xiàn)[13]提出了一種新型的同軸波導(dǎo)到兩路矩形波導(dǎo)功分器,可以實(shí)現(xiàn)過模同軸波導(dǎo)的TEM模到兩路矩形波導(dǎo)TE10模的轉(zhuǎn)換,此結(jié)構(gòu)采用雙層十字交叉桿結(jié)構(gòu)抑制高階模式,內(nèi)部結(jié)構(gòu)較復(fù)雜,功率容量不高.

在這一背景下,本文研究了一種可用于高功率微波場合的過模同軸波導(dǎo)-兩路矩形波導(dǎo)功分器,通過對功分器中傳輸模式的理論分析,采用4路對稱輸出的形式抑制了高階模式;然后通過矩形波導(dǎo)轉(zhuǎn)彎結(jié)構(gòu)和HT分支結(jié)構(gòu)等進(jìn)行級聯(lián)實(shí)現(xiàn)兩路矩形波導(dǎo)輸出;最后對該功分器進(jìn)行了設(shè)計(jì)和實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證.

1　基本原理

高功率過模同軸波導(dǎo)-兩路矩形波導(dǎo)功分器結(jié)構(gòu)如圖1所示,其工作原理是微波以TEM模式由同軸波導(dǎo)輸入,通過模式轉(zhuǎn)換節(jié)進(jìn)行模式轉(zhuǎn)換后輸出為4路矩形波導(dǎo)的TE10模,經(jīng)過矩形波導(dǎo)轉(zhuǎn)彎結(jié)構(gòu)和H-T (magnetic surface T-type waveguide)分支結(jié)構(gòu)級聯(lián)將四路矩形波導(dǎo)合成為TE10模輸出的兩路矩形波導(dǎo).

該功分器主要由同軸-4路矩形波導(dǎo)、矩形波導(dǎo)轉(zhuǎn)彎和H-T分支構(gòu)成,其中同軸-4路矩形波導(dǎo)[4]可以抑制過模同軸波導(dǎo)中的高階模產(chǎn)生,無需引入其它高階模抑制結(jié)構(gòu),避免了文獻(xiàn)[6]中高階模抑制結(jié)構(gòu)引起的場強(qiáng)集中問題.此外,矩形波導(dǎo)轉(zhuǎn)彎結(jié)構(gòu)和H-T分支結(jié)構(gòu)采用漸變過渡方式,不易引起場強(qiáng)的集中.

圖1　結(jié)構(gòu)示意Fig.1　Structure diagram

2　理論分析與仿真設(shè)計(jì)

2.1　理論分析

同軸-4路矩形波導(dǎo)具有3個(gè)面的對稱性,即xOz、yOz和xOz繞z軸旋轉(zhuǎn)45°形成的面.當(dāng)同軸波導(dǎo)輸入具有旋轉(zhuǎn)對稱場結(jié)構(gòu)的TEM模時(shí),激勵(lì)出模式的場結(jié)構(gòu)也一定具有以上3個(gè)面的對稱性,且由于采用4路輸出,在輸入同軸波導(dǎo)內(nèi)可以產(chǎn)生的最低階反射模式為TE41模,而TE11、TE21、TE31等模式不具有這種對稱性.因此在同軸波導(dǎo)對TE41模式截止的條件下,其激勵(lì)出的可傳輸模式只有TEM模,同時(shí)在4個(gè)矩形臂中可產(chǎn)生等幅同相的TE10模[7].此外,在矩形波導(dǎo)轉(zhuǎn)彎結(jié)構(gòu)和H-T分支結(jié)構(gòu)均采用標(biāo)準(zhǔn)矩形波導(dǎo),其結(jié)構(gòu)尺寸滿足單模傳輸條件,進(jìn)而可保證功分器的TE10模式輸出.

同軸波導(dǎo)中TEm1模式的截止波長[7]可表示為

λc=π(b+a)/m,m=1,2,…，

(1)

式中：b、a分別為波導(dǎo)的內(nèi)、外半徑.

在中心頻率為2.88 GHz時(shí),取同軸波導(dǎo)的內(nèi)外徑尺寸分別為21 mm和49 mm,由式(1)得到TE11、TE21和TE31的截止波長分別為1.4、2.7 GHz和3.9 GHz,即對TE41模式截止,理論上滿足抑制高階模式反射的要求.

2.2　仿真計(jì)算

通過時(shí)域有限積分法對同軸波導(dǎo)-4路矩形波導(dǎo)進(jìn)行了仿真設(shè)計(jì),通過改變轉(zhuǎn)換節(jié)、倒角半徑等參數(shù)[5]得到S參數(shù)曲線,如圖2所示.該結(jié)構(gòu)在2.7～3.0 GHz頻帶內(nèi)匹配特性良好,且具有較好的功率分配特性.輸入同軸波導(dǎo)處僅存在TEM模的反射,可實(shí)現(xiàn)對高階模式的抑制.

對矩形轉(zhuǎn)彎波導(dǎo)和H-T分支進(jìn)行了設(shè)計(jì),S參數(shù)曲線分別如圖3和圖4所示.該結(jié)構(gòu)在頻帶內(nèi)匹配特性良好,可實(shí)現(xiàn)較高的傳輸效率.

圖2　同軸-4路矩形波導(dǎo)S參數(shù)曲線Fig.2　S-parameter curve of coaxial to four-way rectangular WG

圖3　矩形波導(dǎo)轉(zhuǎn)彎S參數(shù)曲線Fig.3　S-parameter curve of rectangular bent WG

圖4　H-T分支S參數(shù)曲線Fig.4　S-parameter curve of H-T branch

將上述各元件進(jìn)行級聯(lián),并適當(dāng)?shù)卣{(diào)節(jié)結(jié)構(gòu)參數(shù),仿真計(jì)算得到了同軸波導(dǎo)-2路矩形波導(dǎo)功分器的S參數(shù)曲線和內(nèi)部場分布情況,如圖5所示.

從圖5結(jié)果表明:該功分器在中心頻率為2.88 GHz下反射系數(shù)為0.04,對應(yīng)的同軸波導(dǎo)TEM模到矩形波導(dǎo)TE10模轉(zhuǎn)換效率為99.1%;在2.80～2.96 GHz的頻帶內(nèi)反射系數(shù)小于0.1;器件內(nèi)部的最大場強(qiáng)為473 V/m,若真空中的擊穿場強(qiáng)按Kilpatrick準(zhǔn)則[8]計(jì)算,其功率容量為4.52 GW,與文獻(xiàn)[6]相比提高了一倍多.

(b) 場分布圖5　功分器仿真計(jì)算結(jié)果Fig.5　Simulation result of power divider

3　實(shí)驗(yàn)測試

基于上述設(shè)計(jì)結(jié)果,對該功分器進(jìn)行實(shí)驗(yàn)測試,實(shí)物模型如圖6所示,主要特性測試結(jié)果如圖7所示.

圖6　功分器實(shí)物Fig.6　Photograph of the power divider

(a)駐波曲線(b)端口1傳輸曲線(c)端口2傳輸曲線圖7　功分器測試結(jié)果Fig．7　Testresultsofpowerdivider

由圖7的測試結(jié)果可以得到:在頻點(diǎn)2.88 GHz處的駐波比為1.04,損耗約0.15 dB,與仿真結(jié)果相比略有增加;由于實(shí)際加工的不對稱性引起的輸出不平衡度為0.15 dB;在2.85～2.91 GHz頻帶內(nèi)駐波比最大值為1.17,與仿真結(jié)果相比基本一致.

4　結(jié)　論

本文研究了一種高功率過模同軸波導(dǎo)-2路矩形波導(dǎo)功分器,可實(shí)現(xiàn)由過模同軸波導(dǎo)TEM模到矩形波導(dǎo)TE10模的兩路等幅同相輸出.為了實(shí)現(xiàn)功分器的高效率傳輸,抑制高階模式的反射,本文采用了將同軸波導(dǎo)模式先分為4路矩形波導(dǎo),再合成為2路矩形波導(dǎo)的技術(shù)方案,設(shè)計(jì)過程中盡量實(shí)現(xiàn)結(jié)構(gòu)尺寸的緊湊化,并基于時(shí)域有限積分法對其進(jìn)行了設(shè)計(jì)和優(yōu)化,最后通過實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證了該功分器的可行性.該功分器具有結(jié)構(gòu)簡單、高傳輸效率和高功率容量的特點(diǎn),適用于高功率微波饋線系統(tǒng)中的功率分配.

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