并聯(lián)諧振倍壓變換器的原理分析及建模

李　潔，李曉康

(青島大學 自動化與電氣工程學院，山東 青島 266071)

0　引　言

目前，小型化高壓電源優(yōu)先選擇具有高效率、低噪聲、小型化等優(yōu)點的諧振式功率變換器。對于高壓開關(guān)電源而言，僅僅依靠變壓器升壓，變壓器的體積和制作難度會相應(yīng)加大。為了解決這一問題，在變換器整流輸出環(huán)節(jié)采用倍壓整流技術(shù)，得到并聯(lián)諧振倍壓變換器，倍壓電路承擔部分升壓任務(wù)，從而降低變壓器的升壓倍數(shù)、體積和制作難度。該電路同時實現(xiàn)了高壓輸出和電壓模塊小型化的要求，在高壓電源領(lǐng)域具有廣闊的應(yīng)用前景。

1　基本原理

1.1　PRDVC的基本電路拓撲

PRDVC有半橋和全橋兩種拓撲結(jié)構(gòu)。圖1(a)、(b)分別是半橋式PRDVC和全橋式PRDVC。圖中Lr為諧振電感，Cr為諧振電容，RL為負載。

圖1　PRDVC的電路拓撲

1.2　PRDVC工作狀態(tài)分析

本文以半橋式PRDVC為例對其工作狀態(tài)進行研究。為了研究方便，變壓器看作理想變壓器，變比取為1，負載通過整流電路直接與諧振電路相并聯(lián)，得到圖2所示簡化的等效電路。該電路具有3種工作模式，現(xiàn)僅分析主模式。

圖2　PRDVC的簡化電路

PRDVC的主工作模式的一個諧振周期分為6個工作模態(tài)。圖3給出了并聯(lián)諧振倍壓變換器的各個工作模態(tài)的等效電路。為了簡化分析過程，假設(shè)如下：(1)所有開關(guān)管和二極管均為理想器件；(2)在一個周期內(nèi)，Uin、Uo可認為基本保持不變；(3)C1、C2、C3、C4足夠大；(4)電容和電感都為理想儲能元件；(5)忽略線路阻抗值。

圖3　PRDVC的6個工作模態(tài)

1.2.1開關(guān)模態(tài)0

t0時刻以前，VQ1和VD3導(dǎo)通，其余二極管和開關(guān)管均關(guān)斷。在此過程中，諧振電容Cr兩端的電壓為UCr0保持不變，流過諧振電感Lr的電流正向線性減小。其等效電路如圖3(f)所示[4]。

1.2.2開關(guān)模態(tài)1[t0～t1]

t0時刻，VQ1關(guān)斷。由于流過電感Lr的電流不能突變使VD2自然導(dǎo)通為Lr續(xù)流。VD2導(dǎo)通后，將VQ2兩端的電壓箝位在零，并且此時流過VQ2的電流為零，所以在此期間開通VQ2，實現(xiàn)零電壓零電流開通。在此階段，電路工作在線性狀態(tài)，vCr保持不變，iLr正向線性減小，電源和電感儲能向負載轉(zhuǎn)移，其等效電路如圖3(a)所示。

1.2.3開關(guān)模態(tài)2[t1～t2]

t1時刻，iLr正向線性減小到零，即iLr(t1)=0。此時，VD2、VD3自然關(guān)斷；此后，流過電感Lr的電流反向增大，完成電流換向。在此期間vCr減小，iLr反向增大，電路工作在諧振工作狀態(tài)。此時電路處于內(nèi)部諧振狀態(tài)，負載能量從電容Cr儲能獲得，其等效電路如圖3(b)所示。

1.2.4開關(guān)模態(tài)3[t2～t3]

t2時刻，vCr(t2)=-U0/2，VD4導(dǎo)通。電路進入線性工作狀態(tài)，電源和電感儲能向負載轉(zhuǎn)移。在此階段，vCr保持不變，流過電感Lr的電流反向線性減小，其等效電路如圖3(c)所示。

1.2.5下半個周期

t3時刻，iLr(t3)=-ILr0，vCr(t3)=-U0/2，進入下半個周期[t3～t6]，見圖3(d)～(f)。工作過程跟上半個周期[t0～t3]類似。圖4為其工作時序。

各個開關(guān)模態(tài)的數(shù)學表達式為：

(1)

(2)

圖4　PRDVC各開關(guān)模態(tài)的工作時序

2　數(shù)學模型

采用基波近似法對該變換器進行原理分析，將變壓器副邊折算到一次側(cè)，可以視為一個RC網(wǎng)絡(luò)。將vAB進行傅里葉變換，得到AB點電壓的基波分量為vAB1(s)=2Uinsinωst/π，將變壓器一次側(cè)電壓的基波分量定義為vT1(s)，Ce為等效電容；Re為等效電阻，得到交流等效電路如圖5。

圖5　交流等效電路

從變壓器原邊向負載側(cè)看去，可以將變壓器原邊右邊的所有部分視為一個二端口網(wǎng)絡(luò)。假設(shè)該二端口網(wǎng)絡(luò)的開口電壓為vCr，輸入電流為iT。vCr1的基波分量幅值UCr1為：

(3)

定義H(s)為vT1與vAB1之間的傳遞函數(shù)，由圖5可知：

(4)

交流等效電路的輸入阻抗為：

(5)

輸入阻抗角φ的表達式為：

(6)

由圖5可以求得變換器電感電流的峰值為：

(7)

在交流等效電路的基礎(chǔ)上，可以計算輸入電流平均值和負載電流的大小，從而得到如圖6所示PRDVC總的穩(wěn)態(tài)模型。

圖6　穩(wěn)態(tài)模型

由圖6得到變換器的電壓傳輸比為：

(8)

3　結(jié)束語

并聯(lián)諧振倍壓變換器是在并聯(lián)諧振變換器的整流輸出電路采用倍壓整流電路得到的。本文通過分析該變換器的工作原理得知該變換器實現(xiàn)了開關(guān)管的軟開通，從而降低了開關(guān)損耗，且具有較高的效率和可靠性。倍壓電路承擔部分升壓任務(wù)，從而降低變壓器的升壓倍數(shù)、體積和制作難度。該電路拓撲適合用于行波管電源、大功率發(fā)射機電源等高壓小電流開關(guān)電源。

參考文獻：

[1]陳威，呂征宇.第四類LLC諧振變流器模塊功能準同構(gòu)拓撲探求及變形研究[J].中國電機工程學報，2009，29(9)： 35-42.

[2]夏冰，阮新波，陳武.高壓大功率場合LCC諧振變換器的分析與設(shè)計[J].電工技術(shù)學報，2009，24(5)：60-66.

[3]袁成虎，陳樹發(fā)，董峰，劉陽.不對稱半橋并聯(lián)諧振倍壓變換器研究[J].電源學報，2013，(1)：66-73.

[4]袁成虎，師宇杰，楊任基.一種新穎的并聯(lián)諧振倍壓變換器[J].電力電子技術(shù)，2005，39(2)：92-93.

[5]張相軍，劉冠男，王懿杰，等.軟開關(guān)雙向DC-DC變換器控制模型[J].電機與控制學報，2013，17(11)：89-96.

[6]Steigerwald R L. A comparison of half-bridge resonant converter topologies[J]. IEEE Transactions on Power Electronics, 1988, 3(2): 174-182.

[7]戴幸濤.LLC 變換器軟開關(guān)特性及諧振參數(shù)優(yōu)化研究[D].哈爾濱：哈爾濱工業(yè)大學，2012.