一種模塊化地鐵再生制動能量回饋系統及環流抑制策略

連建陽, 劉洪德， 張　燁，張全秀， 謝曄源

(1. 南京南瑞繼保電氣有限公司，江蘇 南京 211102；2. 石家莊軌道交通有限責任公司，河北 石家莊 050000)

0　引言

地鐵車輛各站間運行時間一般為2～5 min，處于頻繁啟動和制動狀態，高速時采用再生制動方式，只在低速時采用機械制動。地鐵再生制動產生的反饋能量一般為牽引能量的30%,甚至更多。因此近年來再生制動能量的利用越來越引起人們的重視。處理車輛再生制動產生的電能辦法主要有車輛自身消耗與反送電網2種，前者將電能提供給車上輔助用電設備，剩余的電能經過損耗電阻消耗，而后者則將剩余的電能直接送回電網[1-5]。

國內大部分地鐵線路的直流側電壓為1500 V，需要的能量回饋變流器功率在1000～4000 kW。文獻[4，6]采用逆變器模塊并聯方案，選用3300 V的絕緣柵雙極型晶體管(insulated gate bipolar t￣r￣a￣n￣s￣i￣s￣tor,IGBT)，簡單描述了控制方法，沒有對并聯模塊環流產生的原因及環流抑制的策略進行詳細分析。3300 V的IGBT開關損耗較大，導致能量回饋系統的整體效率較低。

文獻[7,10—18]對逆變器輸出電壓和線路阻抗進行分析，認為環流主要由并聯逆變器輸出電壓差異性造成；不均流除了受各并聯逆變器輸出電壓影響，還取決于各并聯逆變器輸出阻抗的參數差異性。該文獻主要是基于等效模型進行，重點分析低頻環流的影響，對IGBT開關過程的高頻環流的影響分析較少。

文獻[8—9]針對并聯帶來的環流問題，建立了環流數學模型,分析了高頻環流和零序環流產生原因，并提出了一種重復控制策略來抑制環流。

文中采用模塊化串聯技術解決1500 V的直流供電系統1700 V IGBT器件耐壓不足問題，降低了設備的成本；采用模塊化并聯技術，解決了IGBT電流不足問題；串聯模塊間采用載波移相調制策略，有效減小了濾波器體積[9]。在文獻[7—8]環流分析的基礎上，文中重點分析了單個開關周期內并聯模塊IGBT開通不同步導致高頻環流的原因，并采用一種簡單的并聯模塊調制波信號同步技術，解決了模塊直接并聯高頻環流問題。通過每個并聯模塊電流獨立控制策略，可自適應各并聯模塊的阻抗不一致，保證各并聯模塊的輸出電流基本一致，解決了并聯模塊低頻環流的問題。最后通過實驗驗證了該控制策略。

1　模塊化地鐵再生制動能量回饋系統主電路及環流分析

1.1　地鐵再生制動能量回饋原理

地鐵機車供電系統如圖1所示，當地鐵機車進入制動工況，機車的動能轉換為電能，向直流電網輸入電能，引起直流電壓升高。當中壓能饋裝置檢測到直流電壓高于設定值時，中壓能饋裝置啟動，將電能反送到交流電網，實現地鐵再生制動能量的回饋利用。當檢測到交流電流小于設定值，中壓能饋裝置停止。

圖1　地鐵機車供電系統Fig.1　Subway power supply system diagram

1.2　模塊化地鐵再生制動能量回饋拓撲

模塊化地鐵再生制動能量回饋系統(中壓能饋裝置)如圖2所示，由變壓器和雙向變流器組成。變流器由2組三相單元(P1，P2)串聯組成，每組三相單元由n個三相單元并聯組成(具體并聯數由系統容量決定)。每個單元交流側串有電感Li和快速熔斷器Fi。n個并聯單元共用一個直流母線，交流側共用一個濾波電容C。

圖2　中壓能饋系統主電路Fig.2　Medium pressure feed system main circuit

本拓撲采用模塊化并聯技術，解決了地鐵能饋大功率應用場合單個IGBT器件電流不足問題。當其中一個三相單元出現非IGBT故障時，可以閉鎖該單元，其他單元正常運行。當三相單元出現IGBT故障，無法通過閉鎖IGBT切斷故障電流時，快速熔斷器會動作，切斷故障電流。基于上述策略，實現了模塊級的冗余，提高了系統的可靠性。

本拓撲采用模塊化串聯技術解決1500 V直流供電系統1700 V IGBT器件耐壓不足問題，降低了設備成本。采用先并聯后串聯方案，可簡化模塊均壓控制策略，降低系統復雜度，提高系統可靠性。

2　 系統控制策略

2.1　并聯模塊低頻頻環流分析

文獻[6] 將逆變器等效為電壓源，對并聯模塊低頻環流進行了系統的分析，多逆變器并聯的數學模型如圖3所示。

圖3　多逆變器并聯的數學模型Fig.3　Mathematic model of multiple parallel inverters

逆變器輸出電流和電壓關系滿足：

(1)

式中：iskn為第n個并聯逆變器的k相相電流；ukn為第n個并聯逆變器的k相輸出端電壓；uk為并聯逆變器輸出公共端k點端電壓，其中k=a, b， c；Rln+jωLln為第n個逆變器輸出端至公共端的輸出線路的雜散阻抗參數；Rzn+jωLzn為第n個逆變器串聯的均流電抗器阻抗參數；ω為逆變器輸出電流的角頻率。低頻環流主要由并聯逆變器輸出電壓和阻抗的差異性引起的。

文獻[6]采用的均流電抗較小，忽略了該阻抗不一致所引起的環流。文中所用的電抗較大，主要是濾波和均流2個功能，阻抗差異的不均流不能忽略。文中后續的控制策略將詳細介紹該低頻環流的抑制措施。

2.2　并聯逆變器高頻頻環流分析

并聯逆變器的同相IGBT開通不同步是導致高頻環流的主要原因[7]。

文中以2個逆變器為例，詳細分析高頻環流的產生原因。圖4為2個逆變器的等效原理圖。當S11和S22同時導通，2個逆變器就形成了一個環流回路如圖4紅色回路所示，其關系滿足:

(2)

式中：La1和La2分別為2個逆變器的濾波電感；ia為A相環流；udc為直流側電壓。

圖4　兩逆變器并聯高頻環流通路Fig.4　Inverter parallel high frequency circulation path

同相IGBT開通不同步的原因主要有2個：一是2個逆變器調制波的幅值或者相位不同；二是載波不同步。

以圖4的A相為例，假設第一個逆變器A相的調制波為uar1，第二個逆變器A相的調制波為uar2，載波峰值為Ur，采用雙極正弦脈沖寬度調制(sinusoidal pulse width modulation,SPWM)調制方式。其中uar1和uar2滿足下式：

uar1=Ua1sin(ωt)

(3)

uar2=Ua2sin(ωt+δ)

(4)

(5)

(6)

式中：T為IGBT的開關周期；T1為S11的開通時間；T2為S21的開通時間。

假設載波的相位和幅值相同，S11和S22同時閉合的時間ΔT滿足下式：

(7)

上述分析逆變器調制波差異導致的同相IGBT開通的時間差，下面將分析載波相位不同步導致的同相IGBT開通時間差。以A相為例，其脈沖寬度調制(pulse width modulation,PWM)信號產生原理如圖5所示。

圖5　逆變器 PWM 脈沖信號生成Fig.5　PWM pulse generation block of inverter

載波的頻率遠大于調制波，因此在2個載波周期內，可假設調制波的幅值不變。當載波的相位偏差180°，調制波的幅值為0的時候，S11和S22同時開通的時間最長，為0.5T。當調制波的幅值達到最大值時，S11和S22同時開通的時間最短，為(1-M)T。M為最大調制比，一般為0.85～0.95。

2.3　中壓能饋系統控制策略及其環流抑制性能分析

中壓能饋系統采用2組并聯單元獨立控制策略，除了SPWM調制波的移相角度不同之外，2組并聯單元控制策略完全相同，以第一組并聯單元P1為例，其控制策略如圖6所示。圖中Udc1為第一組并聯單元P1的直流電壓測量值；Udcset2為直流電壓控制指令；iai，ibi，ici為每個獨立三相單元的電流測量值(i=1,...,n)。n個并聯模組采用獨立電流內環進行控制，獨立電流內環可以保證并聯模組間的均流。為了提高直流側電壓利用率，采用了三次諧波注入的調制方式。

圖6　控制策略框圖Fig.6　A block diagram of the control strategy

以2個逆變器并聯為例，忽略高頻成分，先假設2個逆變器的輸出電流相同為ia，逆變器輸出電壓和電流滿足下式：

ua1=ua+iaZ1

(8)

ua2=ua+iaZ2

(9)

式中：ua1為第1個并聯逆變器的 A相相電壓；ua2為第2個并聯逆變器的 B相相電壓；ua為網側A相相電壓；Z1為第1個并聯逆變器的A相總阻抗；Z2為第2個并聯逆變器的 A相總阻抗。為了便于分析，令：

iaZ1=k1ua

(10)

Z2=k2Z1

(11)

根據SPWM調制原理，把式(8—11)帶入式(7)，可得:

ΔT=k1|1-k2|MT

(12)

假設系統的開關頻率為3 kHz，濾波電感La為0.2 mH，電感值偏差k2為1.1(一般電感的要求)，額定電流600 A，交流電壓480 V，直流電壓800 V，線路的阻抗遠小于濾波電感，忽略不計。同時假設載波信號同步，把相關參數帶入式(2)和式(12)計算可得：M為0.92，k1為0.096，T為333.3 μs，ΔT為2.94 μs，Δia為5.88 A。

通過上述計算可以發現在系統阻抗參數偏差10%，載波同步情況下，采用電流內環獨立控制策略，并聯變流器的環流可以控制在1%以內。

2.4　SPWM載波同步及載波移相調制策略

文中所述的模塊化地鐵再生制動能量回饋系統采用總分的控制系統架構，其架構如圖7所示。總控制器完成圖6所述的電壓外環控制策略，模塊控制器PkSMCi(k=1,2；i=1,2,…,n)完成電流內環邏輯，并產生PWM信號控制IGBT。模塊控制器PkSMCi和主控器通過一對光纖進行通信，采用標準的60044-8通信協議。

圖7　控制系統架構Fig.7　Control system architecture

該控制系統架構保證了各逆變器電氣上的相互獨立，有效地隔離了逆變器之間的電磁干擾。各模塊控制器相互獨立必然導致了各逆變器載波信號的不同步。

為了實現各逆變器載波信號的同步，主控制器和模塊控制器100 μs通信一次，在每一幀里面定義一個16位的同步字。每隔100 μs，對載波信號進行一次同步。一只標稱值10 MHz、誤差±20 ppm、溫度范圍-20～+70 ℃的晶振，在100 μs內的累積最大偏差為ΔT為2 ns。以2.3節的系統參數為例，假設系統參數和調制波均相同，代入式(2)計算可得：Δia為4 mA。

采用載波移相調制策略，總電流輸出的開關紋波頻譜分布在并聯模塊開關紋波 2倍的頻帶內，等效開關頻率得到2 倍提高[7]。在滿足諧波含量要求的條件下，濾波電感的尺寸和電感上的基波壓降明顯減小。2組并聯單元之間的載波信號延時T/2(T為載波周期)。2組并聯單元通過變壓器進行隔離，不會存在環流問題。

3　試驗

在完成2 MW兩模塊并聯地鐵再生制動能量回饋樣機研制后，進行了再生制動能量回饋系統的功能測試。能饋系統設計參數和試驗條件見表1。

表1　能饋系統設計參數和試驗條件Tab. 1　System parameters and test conditions

圖8為模擬列車制動時能饋裝置投入過程網側電流波形圖，列車制動時能饋裝置可以迅速解鎖向交流電網回饋能量。圖 9為模擬列車啟動時能饋裝置退出過程網側電流波形圖，列車制動時能饋裝置可以迅速閉鎖進入待機狀態。

圖8　能饋裝置投入過程網側電流波形Fig.8　The network side current when the energy feedback device inputs

圖9　能饋裝置退出過程網側電流波形Fig.9　 The network side current when the energy feedback device exits

圖10為能饋裝置滿功率回饋時其中2個并聯逆變器的A相的并網電流波形。兩模塊電流偏差小于1%，環流抑制效果好。

圖10　2個并聯逆變器的A相電流波形Fig.10　Phase A current waveform of two parallel inverters

圖11為能饋裝置滿功率回饋時其中2組串聯單元的直流電壓波形。直流電壓偏差小于1%，均壓效果好。

圖11　2組串聯單元的直流電壓波形Fig.11　DC voltage waveform of 2 series units

4　結語

針對1500 V的地鐵直流供電系統，文中采用了一種帶快速熔斷器的模塊化串并聯能饋拓撲，采用低耐壓IGBT，降低了設備的成本。該拓撲可實現模塊冗余功能，因而更為可靠。針對該拓撲，文中詳細分析了并聯逆變器環流大小的影響因素，并做了定量的計算說明。文中采用每個逆變器獨立電流內環和一組并聯逆變器共用一個直流電壓外環的控制策略，并采用載波移相調制策略。試驗結果表明，文中所設計的基于多模塊串并聯的地鐵列車再生制動能量回饋裝置可以實現交直流側直接并聯，且直流電壓偏差和交流電流偏差均小于1%，證明了上述分析的正確性。

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