寬頻帶縫隙饋電雙層貼片微帶天線設計*

周 兵，鄒傳云

(西南科技大學 信息工程學院，四川 綿陽 621010)

0 引言

近年來，隨著無線電技術的迅猛發展，對天線的要求越來越高，既需要天線高增益、寬頻帶，還要求具備剖面低、重量輕、易制作等特點[1]。當前無芯片射頻標簽正逐漸興起。頻率編碼容量大的無芯片標簽工作的頻率范圍很寬，對標簽閱讀器的天線提出了更寬頻帶的要求。微帶天線因為其固有的窄帶寬的特點，導致其應用大大地受到限制[2]。為了拓展微帶天線的帶寬，1984年，Pozar首次提出了縫隙耦合饋電微帶天線，該天線隔離了饋電網絡與輻射貼片，降低了饋電網絡雜散波對輻射貼片的影響，克服了傳統饋電方式帶來的電感效應[3]。用縫隙耦合饋電的方式來拓展帶寬，工程師們做了大量的卓有成效的工作。

目前基于縫隙耦合饋電，能夠有效擴展天線帶寬的方式可以總結為以下三點：改變縫隙的形狀[4-6]，如“E”形、“L”形、“H”形、“Hour Glass”形、“十”形等；采用層疊輻射貼片結構[7-9]；使用低介電常數和較厚的介質板[10-11]，如泡沫介質。

本文結合層疊輻射貼片和低介電常數厚介質基板兩種有效擴展微帶線帶寬的方式，設計了一款頻帶寬度接近中心頻率約60%的超寬帶微帶天線，該天線可以作為無芯片射頻標簽閱讀器的收發天線。

1 理論分析

微帶線通過縫隙耦合輻射貼片的機理是基于貼片天線的腔模型和小孔原理，分析模型如圖1所示。通過理論分析可以推導出縫隙耦合的工作原理，也可以計算出不同耦合縫隙所產生的特定電磁耦合。

圖1 圓形縫隙耦合矩形貼片微帶天線

貼片在主模TM100產生諧振時，貼片和貼片邊緣的磁壁在諧振腔內產生的電磁場可以由方程(1)、(2)來近似表示：

(1)

(2)

Pz=ε0εr1χeEz(x0)

(3)

My=-χmHy(x0)

(4)

其中χe和χm分別是縫隙的電極化率和磁極化率，對于一個半徑為r0的小圓形縫隙，其電極化率和磁極化率可以分別由方程(5)、(6)來表示：

(5)

(6)

由方程(1)、(2)可知，腔體中的場不隨Y軸發生變化，所以耦合縫隙可以放置在X軸的任何地方，而不會影響對主模TM100的耦合。由方程(1)～(4)可以得出，極化電流Pz在x=0或a(貼片的邊界處)最大，在x=a/2(貼片的中心處)最小；極化磁流My則正好相反，在x=0或a最小，在x=a/2最大。因此，隨著耦合縫隙沿X軸平移，相應的耦合機制也會發生變化，即開始是純電偶極子，在中間是電偶極子和磁偶極子的混合，最后是純磁偶極子。

以上分析的是縫隙的放置點與極化電流、極化磁流的關系，下面分析腔體場與饋線之間的相互耦合。

假設寬度為W的饋線是無限長的，則在饋線下方產生的電磁場的一階近似為：

Ez=e-jkex

(7)

(8)

其中ke是微帶線的有效傳輸常數，d是饋線介質的厚度，Zc是饋線的特征阻抗，腔體場和饋線之間的耦合系數可以由方程(9)、(10)來計算[12]：

(9)

(10)

其中CP和CM分別表示電偶極子和磁偶極子的耦合系數，Z0=377 Ω，P10代表在饋線上傳輸的總功率的歸一化常數。方程(9)、(10)在相位上是正交的，這有助于矩形貼片微帶天線得到圓極化波。對于εr1=2.55，Zc=50 Ω(d/W=0.34),根據方程(9)、(10)可以得出，磁偶極子比電偶極子的耦合要強3倍左右，故選擇磁偶極子為優先考慮的耦合機制。對于相同面積的橢圓耦合縫隙，計算的結果顯示其最大耦合系數要比圓形耦合縫隙大10倍左右，而對于細長的矩形縫隙，耦合系數更大。

2 天線設計及分析

2.1 天線的設計

縫隙饋電雙層貼片微帶天線由4層介質、兩層輻射貼片、接地板、天線罩、反射面和饋電部分組成，天線結構如圖2所示(反射面沒有畫出)。

圖2 天線結構

介質的選取在天線設計過程中比較關鍵，介質不僅對天線的物理特性(如：尺寸、重量、機械強度等)有影響，還影響天線的帶寬、輻射效率等性能。為了抑制表面波，減小后向輻射，微帶線介質層選擇高介電常數、低厚度的介質，而輻射層選用低介電常數、高厚度的介質可以得到更寬的帶寬；耦合縫隙的設計也是微帶天線設計的關鍵技術之一，縫隙的形狀和大小既影響饋電層和輻射層之間的耦合強度，也直接影響天線的帶寬，本設計中的縫隙有兩種功能，既充當饋電層與輻射層之間的耦合通道，又是一個處于諧振狀態的諧振器，諧振狀態的縫隙可以帶來更寬的帶寬[13]；諧振縫隙的引入導致天線的后向輻射增加，為了減小天線的后向輻射，增大前后比，本設計中加入了反射面；為了使天線頂層的輻射貼片免受環境的影響，引入了天線罩，天線罩的底層印有天線的第二個輻射貼片，避免了在泡沫介質上敷銅。同時天線罩的引入影響了天線的電壓駐波比和諧振頻率，考慮到對天線的體積、重量、增益等方面的要求，天線罩選用相對介電常數為2.53、厚度為0.508 mm的介質板。

耦合縫隙在設計頻率上處于諧振狀態，傳統的通過調整縫隙尺寸來進行阻抗匹配將不再有效，只有通過饋電系統來進行阻抗匹配，因此對饋電系統的要求更高。為了實現50 Ω阻抗匹配，本文采用了雙偏置饋電結構，如圖3所示。

圖3 雙偏置饋電結構

圖4 縫隙長度Sl與S11的關系

兩個特征阻抗Z1=100 Ω的分支結構的末端在特征阻抗Z0=50 Ω的微帶線匯合組成功率合成器，這種結構可以避免因單個偏置饋電結構所引起的交叉極化影響，并且很容易用互易法來分析[14]。由前面的理論分析可知，把矩形諧振縫隙放置在輻射貼片的正下方可以得到最大的磁流，且磁偶極子的最大耦合系數比電偶極子的最大耦合系數大。

2.2 天線的分析

圖5 縫隙寬度Sw與S11的關系

在最大耦合情況下(縫隙在貼片的正下方)，縫隙的尺寸，即縫隙的長度、寬度與回波損耗S11之間的關系如圖4、圖5所示。可以看出，縫隙長度變長時，第一個諧振點向低頻偏移，第二個諧振點向左輕微偏移，第三個諧振點基本沒有變化，整體來說S11隨著Sl增大而變大，說明了縫隙的耦合越來越低；縫隙的寬度變大時，第一個諧振點向低頻偏移，第二、三諧振點基本沒有變化。前面說過，本設計中用到的縫隙是處于臨近諧振狀態，可以看出其諧振頻率對應的是圖中第一個諧振點。第二個諧振點也有偏移，是因為改變縫隙的尺寸，就改變了縫隙與#1貼片的相互耦合關系。而#1與#2貼片的尺寸沒有變化，所以第三個諧振點沒有發生偏移。

縫隙與#2貼片的尺寸不變時，僅改變#1貼片的尺寸L1時，L1與回波損耗S11的關系如圖6所示。由前面的分析可知，縫隙的諧振頻率是第一個諧振點，這種情況下應該不變，第二個諧振點對應縫隙與#1貼片的相互耦合，此時應該發生變化，同時第三個諧振點也應該發生變化。由圖6可看出，第一個諧振點基本沒有偏移，第二、三個諧振點都有相應的偏移，吻合上面的分析。

圖6 L1與S11的關系

饋電網絡的兩個分支結構的距離doff與回波損耗S11的關系如圖7所示。可以看出doff對諧振點的影響比較小，主要是影響饋電網絡與輻射貼片的耦合，doff越小，耦合越強；doff變大，耦合降低。

圖7 doff與S11的關系

綜合上面的分析，最終得出天線優化后的尺寸如表1所示。

表1 天線的尺寸

3 仿真結果

用三維無源高頻電磁場仿真軟件，對天線進行仿真，得到天線的回波損耗、電壓駐波比、增益、方向圖、Z-Smith圓圖等參數，如圖8～圖12所示。

圖8 回波損耗

圖9 電壓駐波比

圖10 增益

圖11 方向圖

圖12 Z-Smith圓圖

由圖8～12可以看出，在5.127～8.978 GHz的頻率范圍內，回波損耗S11小于-10 dB，最小值接近-45 dB，相對阻抗帶寬約為60%(中心頻率為6.6 GHz)，電壓駐波比小于2，增益整體要大于5 dB，最大值為9.07 dB,中心頻率的輸入阻抗如圖12中的標記所示，為89-0.543i，比較接近于100 Ω，阻抗匹配良好。 由圖11可以看出，天線的后向輻射水平比較低，其前向輻射要遠遠大于后向輻射，即輻射前后比比較大。天線的上述參數基本上能夠達到要求。

4 結論

本文采用雙偏置饋電網絡通過矩形諧振縫隙耦合饋電、多層低介電常數的泡沫材料和層疊結構的輻射貼片，設計了一款寬頻帶的微帶天線，該天線克服了微帶天線頻帶窄的缺點且具有良好的波束前后比、寬頻帶、尺寸小、結構簡單的特點，非常適合用作無芯片射頻標簽的閱讀器天線。因為該款天線尺寸小，可以使得天線完全集成在閱讀器內部，更進一步減小標簽閱讀器的體積。反射面的加入使得該天線的后向輻射小，因此天線的方向性強，有一定的抗干擾能力，用作閱讀器天線后，可以增加閱讀器穩定性，提高數據讀取的可靠性。除此之外，因為其制作簡單，該天線也很適合用于陣列天線的基礎單元。

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