改進的低復雜度數字信道化器

田 斌, 黃俊樺, 孫林海

(1. 西安電子科技大學綜合業務網理論及關鍵技術國家重點實驗室, 陜西 西安 710071; 2. 西安電子科技大學信息感知技術協同創新中心, 陜西 西安 710071)

0 引 言

新一代通信衛星有效載荷靈活性高,且兼具柔性、在軌可重構性和可響應性[1],減少了衛星系統的應用限制,衛星的價值得以充分體現。在這樣的發展形勢下,數字信道化技術應運而生。

在基于頻分多址(frequency division multiple access,FDMA)或多頻時分多址(multiple frequency-time division multiple address,MF-TDMA)通信體制的數字信道化技術中,寬帶上行信道承載了多個業務信號,經過信號分析、交換以及重構等星上處理后,重組業務信號進入寬帶下行信道。處理過程均在數字域中進行,因此稱這個有效載荷部件為數字信道化器[2]。從處理過程中得出數字信道化器的特點如下:①它能實現上下行信道間業務信號的路由交換;②能夠對業務信號的增益進行調控,支持廣播或組播功能;③傳統透明轉發器對業務信號不作處理,直接轉發,再生式轉發器需要對業務信號進行解調和再調制等處理,而數字信道化器不對業務信號進行解調,直接在數字域中處理,便能實現星上信息交換。相比傳統透明式,數字信道化器增加了信號帶寬的靈活性,提高了星上轉發器的有效通信容量;相比再生式,大大降低了星上信號處理的復雜度,衛星有效載荷的可靠性也得到了提高。

在衛星通信領域中,數字信道化技術發揮著重要作用: 亞洲蜂窩式衛星(asia cellular satellite,ACeS)等窄帶衛星通信系統,它需要各用戶的信號帶寬一樣;美軍的寬帶全球衛星通信(wideband global SATCOM, WGS)系統[3-6],實現了非均勻帶寬交換,即各用戶信號帶寬可以不同;基于該技術的寬帶雷達偵查干擾系統[7-8]研究也在國內取得了較好的研究成果。

數字信道化技術的核心作用是從FDMA上行信道中提取出待交換的用戶信號,并按預期交換到下行信道中,是一種物理層的電路交換技術。常用的方法有數字下變頻法、多級法和解析信號法等,它們采用的均是將寬帶上行信道劃分成一個個帶寬相同子信道的方式,無法實現信道的非均勻劃分。

目前已知可以實現非均勻帶寬業務子信道劃分需求的方法主要有離散濾波器組(discrete filter bank, DFB)[9]和復指數調制濾波器組(complex-exponential modulated filter bank, CEMFB)[10]。DFB方法要實現信號的分析與重構等過程,需要針對不同的子信道設計對應的濾波器。當子信道數不多時,它需要設計的濾波器數量少,復雜度較低,比較經濟、可靠;然而子信道數達到幾十至上百規模時,無論是從交換的實現難度,還是濾波器組的設計及系數的存儲量來看,DFB方法都失去了使用的價值。而CEMFB方法只需要設計性能良好的原型濾波器,就可以調制出一組濾波器,完成子信道分離和合成,從設計難度、計算復雜度和數據存儲量等性能來看均有很大提升。時域DFB方法基本無實用價值,而近年來提出的頻域DFB方法雖然相比之前性能又有提升,但是計算復雜度仍然較高。時域CEMFB方法在各方面的性能均有提升,但由于卷積運算在硬件上需要變換時鐘域才能處理,硬件實現較復雜。

本文將頻域濾波法與CEMFB方法相結合,將N個子信道的數據處理轉化為2個復合信道的數據處理,提出了新型的數字信道化器結構,可以實現子信道的均勻或非均勻劃分,并適合幾十甚至上百規模子信道數的應用場景。相比頻域DFB方法,本文方法的設計難度與計算復雜度均明顯下降,且頻域濾波相較時域卷積更易在硬件上實現。

1 頻域CEMFB法的數字信道化器

假設數字信道化器有K(K≥1)個寬帶上下行信道,每一個寬帶信道的總帶寬為BtotalMHz,可以劃分成為N個基本子信道,子信道帶寬為BWmin=Btotal/NMHz;上行信道中的每個業務信號占用的子信道數≤N;不同業務信號間的頻譜不重疊,相鄰的業務信號間保護帶寬為BWgMHz。所有業務信號的路由選擇功能通過交換控制參數進行調控,同時支持組播和廣播功能。

1.1 頻域濾波與頻域DFB法

快速傅里葉變換(fast Fourier transform, FFT)和快速傅里葉逆變換(inverse fast Fourier transform, IFFT)是實現頻域濾波法[9]的基礎,它通過FFT、復數相乘和IFFT完成濾波運算,實現方法如圖1所示。

圖1 頻域濾波實現方法Fig.1 Frequency-domain filter approach

頻域濾波法的實現首先需要對時域沖擊響應為h(n)、階數為L的濾波器補N-L個零點,并對其作N點FFT運算映射至頻域得到系數H(k)。取N=2z可以使FFT與IFFT運算更簡便。

h(n)=0,L≤n≤N-1

(1)

輸入信號x(n)是無限長序列,它被均勻分成長度為Nx的數據段。取Nx=N/2可以降低計算復雜度,并且使硬件上實現x(n)的補零操作和后續N/2點重疊相加運算更容易。同時也需要使參數N、L、Nx滿足時域卷積定理的條件N≥L+Nx-1。

xm(n)為信號的第m個分段,先補N/2個零點,再作N點FFT運算映射至頻域得Xm(k)，即

xm(n)=0,N/2≤n≤N-1

(2)

H(k)和Xm(k)對應相乘,得到Ym(k)，即

Ym(k)=Xm(k)H(k), 0≤k≤N-1

(3)

對Ym(k)進行N點IFFT運算，即

(4)

(5)

與時域卷積濾波法比較,頻域濾波法使用了FFT與IFFT運算,大大降低了計算復雜度。

基于頻域濾波的信道化方法有頻域DFB法,它需要針對不同帶寬的業務信號設計相應的分析與重構濾波器組,完成各個業務信號的分析、交換及業務信號重構等過程。如圖2所示。

圖2 基于頻域DFB法的數字信道化器實現框圖Fig.2 Realizing diagram of the digital channelizer based on frequency-domain DFB

由圖2可知，第j個上行信道的信號分離需要依據其中各個業務信號xu,j,m(n)的占用帶寬及對應的中心頻率,計算出各個信號的頻譜起始位置。根據頻譜起始位置和占用帶寬選擇相應的分析濾波器填充到Hu,j(k)中的相應位置(不同帶寬的低通濾波器頻域有效系數的數量不同,硬件實現需要對系數進行量化,量化后不為零的系數為有效系數),對各個業務信號的頻域數據進行分離。根據交換控制參數,實現所有業務的頻域數據的路由交換;根據交換后每個業務信號的頻譜起始位置和占用帶寬將其基帶頻域數據填充到Yd,j,m(k)的相應位置,得到完整的交換后基帶頻域數據。最后將Yd,j,m(k)映射回時域得到時域復基帶信號xd,j,m(n)。

該方法經濟,可靠,但在信道較多的情況下,需要設計較多不同帶寬的分離濾波器,且上行信號或交換控制參數變化時,頻域濾波器系數Hu,j(k)和綜合信號Yd,j,m(k)也要隨之變化,硬件實現難度較大。

1.2 基于復指數調制濾波器組的數字信道化器

基于復指數調制濾波器組的數字信道化器原理結構[10]由4個部分組成,分別是速率變換、分析濾波、交換和綜合濾波，如圖3所示。

圖3 基于復指數調制濾波器組的數字信道化器Fig.3 Digital channelizer based on CEMFB

該數字信道化器的分析濾波和綜合濾波部分采用復指數調制精確重構濾波核心算法[11-13]。為實現精確重構濾波,可以使用余弦調制濾波器組[14]或者CEMFB,而復指數調制濾波器的分析和綜合濾波器是相同的,設計過程相對簡單。設某一個子信道截取出來的子信號對應的中心頻率fc=BW*t,t=0,1,…,2M-1;子信道帶寬為BW,信號真實帶寬BWr=BW-BWg;本文設計的原型濾波器[15]通帶截止頻率為BW/2,通帶內波紋抖動為0.03 dB;過渡帶寬為BWg/2,且相鄰幾個子信道拼接而成的濾波器通帶拼接抖動為0.04 dB;阻帶起始頻率為BWz=BW+BWg,對應的阻帶衰減為102 dB。原型濾波器的時域沖擊響應為h(n),濾波器階數一般較高,比如L=8 192,根據卷積定理N≥2L+Nx-1(一次分析濾波,一次綜合濾波),得N=32 768。N取更大的值對最終濾波效果沒有影響,且計算復雜度更大,所以N取32 768最合適。

因此,圖3中分析濾波模塊對某一路信號的M倍下采樣等效于在頻域中以fc為中心抽取出帶寬為2·BW的頻域數據,如圖4所示,其頻譜起始位置為Fs=(fc-BW)/fs·N,頻譜終止位置為Fe=(fc+BW)/fs·N;而綜合濾波模塊在頻域上的實現方法則是將得到的頻域數據填充到該信道對應的頻譜位置,其余補零恢復成完整的頻域信號,再與綜合濾波器相乘。

圖4 某一個子信道信號的抽取框圖Fig.4 Diagram of the signal extraction of one sub-channel

依據Fs和BW,抽取該子信道對應的頻域數據的計算公式為

K=BW/fs·N

(6)

(7)

1.3 改進的數字信道化器

圖4中分析模塊的結構為先濾波后抽取,將其轉化為先抽取后濾波結構。其中需要對濾波器頻域數據進行抽取,表示為

(8)

(9)

改進的數字信道化器如圖5所示,將原本需要對2M個子信道的處理縮減到只對奇數子信道和偶數子信道的處理,并省去了對頻域數據的抽取,硬件上更易實現。同理,因為最終需要將各個子信道的信號疊加,先將各信道頻域數據相加再通過IFFT變換回時域不影響結果,所以綜合模塊也同樣轉化為對奇數子信道和偶數子信道的處理。

圖5 改進的數字信道化器Fig.5 Improved digital channelizer

由圖5可知，假設上行信道有Pj個業務信號。其中一個業務信號既可以單獨占用一個子信道,也可以占用多個相鄰的子信道。

改進的數字信道化器算法具體步驟如下：

步驟1根據原型濾波器的時域沖擊響應h(n),采用式(1)計算出H(k),循環移位到各個子信道得到Ht(k),采用18 bit量化,并用式(8)提取出各個子信道濾波器系數后拼接得到奇數信道濾波器Ho(k)和偶數信道濾波器He(k),存儲以備后續使用。

步驟2上行信道輸入信號xu(n)的速率變化模塊將采樣率由124.8 Msps轉換為153.6 Msps(子信道數目劃分由208擴展到256個)。再將xu(n)均分為段,每段長度取N/2,用xu,m(n)表示第m個數據分段,對xu,m(n)采用式(2)計算得到Xu,m(k)。

步驟3分別把Ho(k)和He(k)與Xu,m(k)對應相乘,即做分析濾波,得到Yu,m,o(k)和Yu,m,e(k),0≤k≤N-1。

步驟4從Yu,m,o(k)和Yu,m,e(k)中可以提取出各個子信道對應的頻域數據,再根據交換控制參數對其進行數據交換,得到下行信道各個子信道的頻域數據,Yd,m,o(k)和Yd,m,e(k)。

重復處理步驟2～步驟7,將實現星上的業務信號分析、交換以及子信號重構的處理過程。

2 數值實驗

本節給出了支持子信道的精確提取和子信道交換功能的2個數值實驗。本實驗采用的輸入信號如圖6所示,其參數配置如表1所示,參考了美軍的WGS系統。

圖6 上行信道輸入信號頻譜圖Fig.6 Up-link signal power spectrum

上行信道帶寬/MHz基本子信道數V用戶數U12520822每個用戶占用基本子信道數/MHz基本子信道帶寬/MHz保護帶寬/MHz1250．60．2

2.1 子信道的精確提取

要求提取占有9個基本子信道的用戶子信道2的信號。用本文方法進行信號提取,對原型濾波器頻域系數作18 bit量化,能夠準確地將提取出的信號搬移到零頻,如圖7所示。

圖7 提取到的子信道頻譜Fig.7 Spectrum extracted from the sub-channel

由圖7可知，當某個用戶信號的帶寬覆蓋了數字信道化器的部分子信道時,其余的子信道可閑置,亦可用于個別用戶信號的傳輸。圖8給出了在8移相鍵控(8 phase shift keying,8PSK)調制方式下,5種不同的帶寬用戶信號在經過了本文的數字信道化器后的誤比特性能。當誤碼率P=10-3時,本文數字信道化器在傳輸8PSK信號時的性能與理論性能相比得到的劣化程度小于0.2 dB,表明其誤碼性能較好。

圖8 在8PSK調制下,傳輸多用戶信號時的誤碼性能Fig.8 Error performance of multiuser signal-transmission in the case of 8PSK modulation

2.2 子信道交換

按要求對子信道18與子信道21、22的用戶信號進行交換，交換后新的下行信號頻譜如圖9所示。

圖9 下行信道輸出信號頻譜圖Fig.9 Down-link signal power spectrum

如圖9所示，在下行信號中,子信道18與子信道21、22的用戶信號發生了互換,而其余子信道的信號將保持不變。與頻域DFB法相比,本文的交換過程只需根據待交換的用戶頻帶信息和交換控制參數,找到這些用戶信號在交換模塊中對應的數據塊后,進行交換即可,實現起來簡單方便。

2.3 數字信道化器的復雜度

關于本文數字信道化器的復雜度,將通過與頻域DFB方法的對比來進行說明。首先兩個方法均將124.8 MHz的上行信道均勻地劃分成208個子信道,即子信道帶寬為0.6 MHz。假如采用了頻域DFB方法,需要設計208個頻域濾波器來覆蓋子信道所有可能的組合。其頻率采樣點N=16 384,每個基本子信道對應16 384/208≈79個點(頻域系數經過18 bit量化,加上濾波器過渡帶,點數將超過79)。詳細數據對比如表2所示,通過分析可得,在寬帶應用背景下,本文方法的使用價值更高。

表2 兩種方法的復雜度比較

3 結 論

基于寬帶衛星通信系統,提出了頻域濾波與CEMFB法相結合的數字信道化器。該數字信道化器能實現子信道的均勻或非均勻劃分,相比現有方法,它靈活度高,可擴展性強,數據存儲量和計算復雜度均有明顯下降,性能上得到了較大的提高,較適合應用于寬帶衛星通信領域。

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