電流源型高壓隔離驅動電源研究

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(陜西電子信息職業技術學院，陜西 西安 710077)

0 引言

隨著全球能源互聯網的提出和建設，使直流輸電技術得到快速應用和發展，電網系統中也因此應用到大量的電力電子裝置[1-3]，由于目前還沒有單個能夠承受高耐壓等級的開關管，這就需要通過多個開關管串聯以達到需求的耐壓等級。因此，高壓隔離驅動電源應能夠實現多路輸出[4]。

另外，多個開關器件串接在一起，其驅動電壓的參考電位必然會產生浮動。所以，高電壓等級的隔離也是必不可少的環節。

傳統的高壓隔離技術都是通過變壓器結構來實現的。例如，通過改進絕緣工藝提高原副邊耐壓的高隔離變壓器，雖然這種結構一定程度上提高了耐壓等級，但是它是以犧牲體積和成本為代價的，并且易受外部參數影響；基于無芯PCB結構的變壓器，這種特殊結構的耐壓等級主要是由PCB板材的絕緣性能決定的，結構的限制使其很難實現多路輸出；壓電變壓器結構雖能通過電能-機械能-電能的方式實現原副邊的電壓隔離，但是只能實現單路輸出，并且信號的調制與解調無疑會增加系統設計的復雜度。

這就需要一種新型的高壓隔離驅動電源來滿足應用環境的需求。近年來，越來越多的學者也針對此類問題展開研究。

文獻[5-6]提出以功率因數校正結構實現前級效率提升與防止諧波污染，后接全橋逆變，以串聯交流母線結構實現高壓隔離和多路輸出。文獻[7-9]采用LC串聯諧振網絡雖在一定程度上改善電流波形，實現多輸出，但是動態響應對前端輸入電壓影響大，且電路復雜。文獻[10]提出了一種LCL半橋諧振式LED驅動電源，減小電流紋波，提高了利用率。雖然能夠實現多路輸出，但是在高壓環境下有一定局限性。

在前述研究的基礎上，提出了一種新型的電流源型高壓隔離驅動電源，適用于高壓環境下需要多個電壓為電力電子裝置提供驅動電壓的工況，進行了理論分析，并作出了相關仿真研究。

1 驅動電源結構

圖1所示為電流源型驅動電源結構圖。從結構圖中可以看出主要由下面幾個功能結構模塊構成：

圖1 電流源型高壓驅動電源

a.Buck PFC結構。此模塊主要由EMI濾波結構、AC/DC變換器、Buck DC/DC變換器以及相關的控制保護電路構成，此功能結構為后級模塊提供高質量的直流電壓輸入。

b.諧振變換器結構。該功能結構主要由逆變器和LCL諧振變換結構組成。逆變器實現DC/AC的變換，可以是全橋結構亦或半橋結構，根據輸出功率的大小和路數的多少來選擇。LCL拓撲結構主要實現恒流輸出。

c.隔離結構與穩壓輸出。以高壓電纜線串磁環變壓器的結構實現高壓隔離和多路輸出，控制信號則通過光纖通信實現。后級通過整流穩壓得到一路穩壓輸出。

2 諧振變換器

2.1 變換器的結構

本設計為電流源型高壓隔離驅動電源，電纜線中恒定高頻電流是通過逆變器后級LCL諧振網絡實現的。基于LCL諧振網絡的逆變器簡化拓撲結構如圖2所示，可以看出拓撲結構如章節2中所介紹的三大功能模塊構成。為了實現設計的多用性，即能夠同時滿足較大功率和小功率驅動負載需求，在設計PCB電路時，將半橋和全橋逆變拓撲整合在一起，使用時個根據需要進行自由選擇。

其中，拓撲結構中不接入C1與C2時，逆變器是由S1,S2,S3和S4構成的全橋逆變結構；而將開關管S1與S2由C1與C2替代時，逆變器為半橋逆變結構。變壓器T用來隔離，高壓電纜穿過電流變壓器CT實現多路輸出，每路輸出后接全波整流與穩壓驅動模塊。

圖2 基于LCL諧振變換器的逆變器

2.2 變換器恒流工作原理

下面對變換器恒流輸入的工作原理進行分析[11-12]。諧振網絡的等效電路如圖3所示，從基于交流分析的電路圖中可以看出諧振網絡由Lr,Lk,C組成。諧振變換器輸入端方波電壓基波分量有效值為：

(1)

Ui為工頻輸入電壓的幅值。

圖3 諧振變換器等效電路

假設負載阻抗為RL，則其等效到變壓器原邊的等效阻抗為Re，其中n為變壓器原副邊繞組匝比。

(2)

根據全波整流可知

(3)

(4)

Io和Uo分別為流過電阻RL的電流和電阻RL兩端的電壓，Io1為流過等效電阻Req的電流有效值，Uo1為Req兩端的電壓有效值。

定義變換器的諧振角頻率為:

(5)

其開關角頻率為ωn，為方便計算，則歸一化頻率為:

ωn=ω/ω0

(6)

特征阻抗Zn為:

(7)

品質因數Q為:

(8)

定義諧振電感的比值β為:

(9)

諧振變換器的電流增益H為:

(10)

式(10)中，只有Q與RL有關，當諧振頻率與開關頻率相等時，H=8n/π2，從而實現輸出電流與負載變化無關。

作為電流源恒流輸入使用，當采用半橋逆變結構時，流過諧振電感Lr與Lk的電流有效值分別為

(11)

(12)

而采用全橋逆變結構時，則有：

(13)

(14)

不論采用半橋逆變器還是全橋逆變器，在輸入電壓和電路相關參數確定后，流過電感L上的電流有效值與品質因數Q成反比。只是在半橋拓撲結構下流過電感電流的有效值時全橋拓撲結構下流過電感電流有效值的一半。負載短路情況下，流經諧振電感的電流幾乎為零，具有抗負載短路能力。

對逆變器的相位特性進行分析，設電壓初始相位為零，逆變器輸出電壓與輸出電流的相位差為:

φ=φi-φv

(15)

相位差φ隨ωn與品質因數Q變化的關系如圖4所示。相同開關頻率下，相位差φ隨品質因數Q增大而增大，并且φ的變化更加劇烈。當工作在諧振頻率點，在不同品質因數Q下，相位差始終為0，即可以實現逆變器的輸出電壓與輸出電流同相位。

圖4 不同品質因數和頻率下φ的變化曲線

當工作在恒流模式下，根據相位差公式，在諧振點處，Lr與Lk同時相等，能夠實現軟開關，從而降低開關損耗。實驗時，使Lr略大于Lk實現ZVS。

3 仿真實驗與討論

為驗證電流源型隔離驅動電源的有效性，采用Simplorer與Ansoft軟件聯合仿真。仿真電路中采用25路串聯多輸出。仿真參數設置如表1所示。

表1 仿真參數

仿真方案和設計中由于電纜線的引入能夠在中高壓環境下實現優良的隔離性能。

如圖5所示為諧振網絡輸入端電壓電流波形，從圖中可以看出電壓過零點明顯超前于電流過零點，能夠實現零電壓關斷。

圖5 諧振網絡輸入端端電壓電流波形

圖6和圖7分別為高頻變壓器T以及電流變壓器原副邊電壓波形，可以看出是波形趨勢很好的高頻方波，從幅值比可以看出符合設計要求。圖8為電流變壓器原副邊電流波形，正弦波趨勢明顯，并滿足電流比1∶8的要求。

圖6 高頻變壓器T電壓波形

圖9為穩壓輸出端電壓和電流波形，直流電壓輸出Uo為10 V，輸出電流基本穩定在0.5 A，單路能夠實現5 W的功率輸出。

圖7 電流變壓器電壓波形

圖8 電流變壓器原副邊電流波形

圖9 負載電壓電流波形

4 結束語

提出一種電流源型高壓隔離驅動電源，通過選定的諧振拓撲，很好的實現了恒流輸出；以電纜線傳輸高頻電流源實現了足夠的電壓隔離強度；串聯多輸出的結構滿足需要多個驅動電源的工況；半橋和全橋逆變結構的可選性增加了對輸出的適應能力。根據設計要求，進行了仿真實驗，仿真結果表明效率在85%左右，不僅提

高了輸出效率，而且輸出的穩定性更高，可以很好的滿足采用大功率電力電子器件的高壓場合，并能夠根據驅動電源路數需求靈活的掌控輸出數量。具有很高的工程應用價值。

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