正激式多電機用開關電源設計

吳學興，郝佳琦，李瑞澤，代金嶧

（哈爾濱工程大學，黑龍江 哈爾濱 150001）

0 引言

隨著中國國內開關電源下游需求增長的拉動、開關電源制造成本的降低以及多方面政策的支持等，這些因素都利于開關電源行業的發展，前景可期[1]。與此同時，開關電源行業也將在新的時期呈現出新的趨勢。隨著電源產品逐漸向小型化、薄型化、輕量化、高頻化方向發展，可以預計未來具有輕、薄、小以及高頻開關電源產值增長將高于整個電源行業產值增長[2-4]。在這種巨大的競爭環境之下，越是能夠實現低成本，集成度高，可靠性強就越能驅動市場優勢[5]。本文介紹的開關電源選用合理的開關管，降低了在開關過程中的損耗，從而提高了效率。選用合理的電感既能保證良好的濾波效果，又能承受巨大的電流。輸出端采用閉環控制的方式保證12 V的輸出電壓，該電路還具有過流保護的特點[6]。同時又能，滿足對功率的需求。

1 開關電源的電路結構設計

1.1 設計需要

57步進電機采用TB6560芯片驅動，每個芯片需要3A的電流。42步進電機采用A4988芯片驅動，每個芯片需要2A的電流。加熱頭在變溫期間電機不工作，恒溫期間需要1A維持加熱，熱床在工作的時候需要4A左右的電流，因此系統需要按照市電220V輸入，同時能夠穩定的提供超過24V，16A的輸出。若需要長時間按照此功率工作，則需要電源能達到20A以上。

1.2 拓撲結構的選擇

雙端正激也稱為非對稱橋，由兩個功率管和與兩個二極管組成電橋，但只有功率管可控導通，變壓器單向磁化，沒有橋式電路的橋臂直通問題，因此抗干擾能力更強。相對于反激式來說可以承受更大的功率，且輸出變壓器輸出的電能利用率高。本系統采用正激式開光電源拓撲結構，采用UC3842控制型脈寬調制器芯片[7]，具有更穩定的電流輸出，更好的瞬態特性，因而可以更好地給步進電機，加熱芯，熱床等提供足夠的功率，保證其能穩定工作。

1.3 設計流程

正激式開關電源需要將220V的市電轉化為直流，而開關之后具有較大的紋波，還需要濾波才能使用，同時需要在輸出端加入限流保護，防雷擊保護等，一個完整的電源設計流程如圖1所示，接下來進行模塊化分析。

圖1 系統流程圖Fig. 1 System flow chart

2 開關電源的模塊化設計

2.1 輸入整流濾波部分

市電經過高壓線傳輸，大功率變換器進入實驗室設備輸入端時常常伴有較大的干擾。其表現為過壓欠，尖峰等[8]，會對設備當中具有參考和反饋端的元件造成巨大的影響，同時還會產生微電流沖擊影響設備輸出負載的使用。為了防止在設備正常工作時，頻率信號進入設備，影響設備工作，從而濾波電路應對高頻的干擾信號有較大的阻礙作用，故采用雙極串聯式低通濾波電路[9]，如圖2所示。

圖2 輸入端二級濾波電路Fig. 2 Input stage two stage filter circuit

C1，C3用來濾除串模干擾，采用薄膜電容器，容量范圍大致是0.01～0.47μF。C4，C5用來濾除共模干擾，選用陶瓷電容，容量范圍是2200pF～0.1μF。輸入端前串聯一個壓敏電阻R1與一個大電阻R2并聯，用來保護電路，防止其被異常電網高壓以及雷擊等擊穿。T3是一個扼流圈，用來抑制高速信號產生的電磁波向外輻射同時可以過濾前路的共模干擾。L1，L2是差模電感，由于系統要求電流較大，選取80uH以下才可以承受。整流橋將220V交流轉換為300V直流，C6與L3構成LC濾波電路，輸出端仍然可觀察到鋸齒波形，負載越大鋸齒越平滑，其中負載為10和100歐姆的波形仿真圖如圖3所示。

圖3 輸入端二級濾波輸出波形Fig. 3 Input stage two stage filter output waveform

當負載無窮大時輸出近似為110V。C6將外界地線與系統地隔離，既能避免設備內部電路免受外界電磁干擾同時也能防止電源干擾其他設備。

2.2 正激式拓撲結構電路

2.2.1 變壓器設計

一個輸入，一個續流二極管作為反電動勢保護電路。采用兩組同極輸出，其中輸出端一連接輸出負載，輸出端二用作為控制型脈寬調制器芯片供電。

2.2.2 控制設計

控制型脈寬調制器芯片采用UC3842，UC3842是美國 Unitrode 公司生產的一種高性能單端輸出式電流控制型脈寬調制器芯片，該芯片主要由5. 0V基準電壓源、用來精確地控制占空比調定的振蕩器、降壓器、電流測定比較器、PWM鎖存器、高增益誤差放大器和適用于驅動功率 MOSFET 的大電流推挽輸出電路等構成，可以工作在8～40V。市電通過變壓器經整流濾波后可以得到35V左右的電壓。芯片內部自帶5V基準電壓，通過RC電路控制震蕩頻率。其電路如圖4所示。

2.2.3 輸出電流反饋設計

圖4 UC3842控制電路Fig. 4 UC3842 control circuit

下圖是用電流互感器取樣電路作為保護電路，其優點為功耗小，但成本高且電路較為復雜[10]，其工作原理簡述如下：

輸出電路電流越大，TR1次級線圈感應的電壓就越高，當UC3842③腳超過1伏是，UC3842停止工作，使得Q1關斷，電路的電流下降，當短路或過載消失時，TR1次級線圈感應的電壓下降，UC3842恢復工作，電路恢復，周而復始。

圖5 反饋電路Fig. 5 Feedback circuit

2.2.4 輸出端限流保護

如圖6的左圖所示，當Uo有過壓現象時，穩壓管擊穿導通，經光電耦合器（OT2）和限流電阻R6到地產生電流，使得光電耦合器的發光二極管發光，從而使光電耦合器的光敏三極管導通。Q1基極得到電壓，Q1導通， U3842的①腳電壓降低，使U3842停止工作，從而停止整個電源的工作，繼而Uo為零，穩壓二極管恢復，光電耦合器的發光二極管電流消失，使光電耦合器的光敏三極管關斷，Q1基極電壓消失，Q1關斷，U3842的①腳電壓恢復，電路恢復正常工作，周而復始。右圖為其簡化版，原理相同。

2.2.5 輸出濾波器的設計

圖6 過流保護電路Fig. 6 Overcurrent protection circuit

在開關電源中，由于變壓器的漏感、電路板所布導線的引線電感等問題的存在，開關管在關斷瞬間會產生很高的電壓尖峰脈沖。整流快速恢復二極管由于存在存儲效應，反向恢復過程中也會出現很高的反向恢復的碾壓尖峰脈沖。為避免過電壓尖峰脈沖危及功率器件的工作安全或者形成很強的電磁干擾噪聲[11]。故輸出濾波電路設計如圖7所示：

圖7 輸出濾波電路Fig. 7 Output filter circuit

由電阻R1和電容C2串聯構成緩沖電路，電壓脈沖能量經電阻消耗后轉移到電容器中儲存，然后電容器的儲能通過電阻消耗后返回電源，而且輸出二極管兩端產生的反向浪涌電壓同時也受到限制，因此反向浪涌電流就會隨之而減少，同時減少損耗和可能出現的振蕩。

由于開關電源改變PWM占空比只能改變電壓有效值不能改變電壓的幅值，因此需要在緩沖電路后加上圖中右側部分，D7為續流二極管，L1為續流電感。C4，L2，C5構成Π型濾波器，當負載足夠大時輸出波形平滑，輸出幅值為輸入的平均值。

3 電路仿真驗證

除了用Multisim進行仿真之外，我們還需要Saber進行仿真，在本例中，主要是高頻功率變壓器需要進行設置，如圖8所示。

器件參數設置完成之后，開始準備對電路進行瞬態仿真，其仿真設置如圖9所示。

設置參數后仿真的輸出波形如圖10所示。

圖8 高頻變壓器參數設置Fig. 8 Parameter setting of high frequency transformer

圖9 基本設置和輸入設置Fig. 9 Basic settings and input settings

圖10 輸出端仿真波形Fig.10 Output simulation waveform

圖中為輸入直流電壓為311V 時的輸出電壓波形，紫色曲線波形為主電壓輸出波形，綠色曲線波形為輔助電源輸出波形。從圖中可以看出，主電壓輸出穩定在23.935V左右與設定值（24V）相差-0.27%；電壓波動的最高值在27.245V左右；輸出電壓從開始到穩定需要至少4.2ns。輔助電源電壓穩定在23.591V左右與設定值（24V）相差-1.7%。

4 結論

本文對比分析基礎上，設計了一款高效的大電流開關電源電路。其中包括防雷擊，軟開關控制器，過流保護等模塊。這些模塊的設計均通過了仿真工具的驗證，性能達到預定的要求。為了輸出穩定的電流，設計了反饋電路，當外部負載減小的時候，反饋的電流會增大。軟開關控制芯片通過改變UC3842⑥腳輸出占空比，減小功率開關管的導通時間，輸出更少的能量，降低輸出電流，同時有效降低了功耗。由UC3842作為核心組成的控制器電路可以廣泛應用于各種穩定電源電路中，可以簡化適配器和輔助電源的設計過程。

關于高頻變壓器和濾波儲能電感的設計：開關電源最重要的無源器件就是磁性元件，它的性能直接影響著開關電源整體的性能。目前，磁性元件主要通過定制的方式得到。由于在現有的實驗室條件下，無法對購買的磁性元件進行精確地測試，因此在電路設計中磁性元件的很多參數只能被忽略。所以實際效果也等待有人驗證。在可見的未來隨著半導體技術的發展，開關電源的效率將會越來越高，功率將會越來越大，向著小型高效大功率的方向發展。